JPH02173523A - 分割回路を備えた位置測定装置 - Google Patents

分割回路を備えた位置測定装置

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JPH02173523A
JPH02173523A JP1275101A JP27510189A JPH02173523A JP H02173523 A JPH02173523 A JP H02173523A JP 1275101 A JP1275101 A JP 1275101A JP 27510189 A JP27510189 A JP 27510189A JP H02173523 A JPH02173523 A JP H02173523A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、多数の互いに位相のずれたアナログ周期信
号を分割回路に導入し、この分割回路の出力端に走査信
号の信号周期の中間値を表すデジタルＮビットデータ語
が出力する、位置に依存するアナログ周期走査信号を分
割するだめの分割回路を備えた位置測定装置に関する。
（従来の技術〕 増分測定系は、公知のパルスを出力し、そのパルスの数
が直線移動量又は回転角度の目盛を表す。
これ等のパルスは８１数器中で距離要素として積算され
、測定値として数値的に表示されるか、あるいは工作機
械に導入される。
目盛板の目盛は走査ユニットによって走査されるので、
互いに９０°位相のずれたアナログ走査信号が発生する
。これ等の正弦波状走査信号をトリガーして、位相のず
れた二つのパルス列が得られる。これ等のパルス列から
立ち上がりのエツジを調べて、目盛周期ないしは走査信
号の分割が係数４で行える。多くの応用により高い分割
係数、即ちより高い分解能が要求されている。
両方のアナログ走査信号は充分良好な正弦波を有するの
で、両信号をかなり精度よく分割できる。
この分割は内挿とも言われている。
分割回路は、物理学士にｅｒｄ　Ｕｌｂｅｒｓの学位論
文「二つの横座標での光電移動遠隔測定に対するレーザ
ー干渉計Ｊ　１９８１年により公知である。この学位論
文の６３〜７０頁には、上記回路が説明しである。この
回路は直接分割された二つのアナログ・デジタル変換器
を使用する点に基礎を置いている。上記アナログ・デジ
タル変換器のいずれも、デジタル結果として入力電圧に
対する基準電圧の比を出力端に出力する。このように行
った分割は、両方のアナログ走査信号の大きい信号振幅
がアナログ・デジタル変換器の一方の入力端に印加され
、アナログ走査信号の小さい信号振幅が他方の入力端に
印加したとき、アナログ走査信号の接線を形成すること
に相当している。これを実現するには、二つのアナログ
走査信号の振幅に依存して交互に制御される二個の並列
アナログ・デジタル変換器が配設しである。アナログ・
デジタル変換器は負の基準信号を処理できないので、−
個の回路網中の二つのアナログ走査信号からその都度値
を形成している。
アナログ・デジタル変換器によって８ビツトデータ語が
生じる。このデータ語はＰＲＯＭ用のアドレスを表し、
このアドレスの下で対応する逆正接値が出力される。こ
の値は目盛信号ないしは走査信号の信号周期の四分の一
内で位置を定める。
この公知の装置の場合、欠点となるのは、かなり高価な
部品を要することと、二個のアナログ・デジタル変換器
を交互に動作させる点にある。
〔発明の課題〕
この発明の課題は、分割回路を備えた位置測定装置の場
合、部品経費を少なく維持し、それでも分割が高くでき
るようにすることにある。
〔課題の解決］ 上記の課題は、この発明により分割回路（ＥＸＥ）がア
ナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）を保有し５．アナロ
グ周期信号（Ｕ１、Ｕ２；Ｕ１０。
Ｕ２０）から全波整流信号（Ｕ３．Ｕ４　；Ｕ３０゜Ｕ
４０）を導く整流回路（Ｇ１、Ｇ２）を装備し、アナロ
グ・デジタル変換器（ＡＤＣ）の一方の入力端（ＲＥＦ
１）にアナログ周期信号（Ｕ１、Ｕ２ｉＵ１０．Ｕ２０
）の直流電圧成分（Ｕ０）より僅かに大きい、ないしは
等しい信号値の全波整流信号（Ｕ３．Ｕ３０）が出力し
、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）の他方の入力端
（ＲＥＦ２）にアナログ周期信号（Ｕ１、Ｕ２；０１０
゜Ｕ２０）の直流電圧成分（Ｕ０）より僅かに小さい、
ないしは等しい信号値の全波整流信号（Ｕ４゜Ｕ４０）
が出力することによって解決されている。
従属請求項に記載した構成により、位置測定装置は特に
存利な方法で形成できる。
〔発明の効果〕 この発明の利点は、特にただ−個のアナログ・デジタル
変換器が要求されるので、高い分割係数の分割回路を経
費に見合った構成で実現できる点にある。
〔実施例とその作用〕
この発明を以下に図面に示した実施例に基づき説明する
。
第１図には、分割回路ＥＸＥを装備した位置測定装置Ｐ
が模式的に示しである。この位置測定装置Ｐには、測定
目盛板Ｍと走査装置Ａがある。測定目盛板Ｍと走査装置
Ａは、詳しく図示していない二つの機械部品のそれぞれ
一方に固定してあり、これ等の部品の相対移動が測定さ
れる。前記機械部品が相対移動する場合、走査装置Ａに
よって目盛板Ｍが公知の方法で走査され正弦波の走査信
号ＵｌとＵ２が生じる。移動方向を識別するため、これ
等の走査信号Ｕ１、Ｕ２は互いに９０”位相かずらしで
ある（第３Ａ図）、即ち、 この場合、ＵＯは直流電圧成分である。
アナログ・デジタル変換器ＡＤＣの正の基準入力端ＲＥ
Ｆ　１の入力信号は、必ずアナログ・デジタル変（回器
ＡＤＣの負の基準入力端ＲＥＦ２の人力信号より太き（
なっていなくてはならない。更に、正の基準入力端ＲＥ
Ｆ　１には負の人力信号が生じてはならない、このこと
を達成するためには、走査信号Ｕ１を全波整流器Ｇ１に
導入し、次の整流信号を形成する（第３Ｂ図）、即ち、
３−Ｕｌ ＝　　Ａ＊　ｓｉｎα＋Ｕ０、Ｕｌ≧ＵＯに対しＵ３−
（−Ｕ１）＋２＊ＵＯ −＝Ａ＊ｓｉｎα＋ＩＪＯＵｌ＜ＵＯに対しアナログ走
査信号Ｕ２を整流するため、走査信号Ｕ２から次の整流
信号Ｕ４を形成する他の全波整流器Ｇ２が装備しである
（第３Ｂ図）、即ち、Ｕ４−　（−Ｕ２）　＋２＊ＵＯ ＝＝Ａｌ　ｃｏｓａ＋Ｕ０、Ｕ２＞ＵＯに対しＵ４＝Ｕ
２ ＝　　Ａ＊　ｃｏｓｃｒ＋Ｕ０、　　　Ｕ２＜ＵＯに対
しこの種の全波整流器Ｇ１、Ｇ２の構成は、それ自体公
知で、例えば文献：　　Ｔｉｅｔｚ、　５ｃｈｅｎｋ　
ｒ半導体回路技術」８巻、Ｓｐｒｔｎｇｅｒ−Ｖｅｒｌ
ａｇ１９８６年の第７８６〜７８９頁に記載されている
。それ故、これ等の全波整流器Ｇ１、Ｇ２に対してこれ
以上の説明を省略する。
以下の説明では、アナログ・デジタル変換器ＡＤＣを単
にＡＤＣと記す、整流信号Ｕ３はＡＤＣの正の基準入力
端ＲＥＦＩに印加され、ＡＤＣの負の基準入力端ＲＥＦ
２に整流信号Ｕ４が印加される。ＡＤＣの両基準入力端
Ｆ！ＥＦＩとＩ’？ＥＦ２間には、分圧器を形成する一
連の抵抗Ｒが接続しである（第２図）。どの抵抗Ｒにも
一個の比較器Ｋが付属させである。その比較器の一方の
入力端ニハ、Ｕ３とＵ４の分圧が印加していて、他方の
入力端には平均電圧成分ＵＯが基準電圧として印加して
いる。基準電圧ＵＯは入力端ＪＮでＡＤＣに印加する。
ＡＤＣは一つのＮビット変換器であり、整流信号Ｕ３、
Ｕ４と基準信号ＵＯからＮビット二進語Ｂｌを発生させ
る。この二進語は次の関数を介して処理角度αに関連し
ている。即ち、 ３−Ｕ４ これに対して、比較器にの出力端には論理回路りが付属
している。
一般に、ＡＤＣで発生したＮビット二進語Ｂ１は次の関
係により入力信号に明確に依存する。即ち、 ＲＥＦ　１の信号−ＲＥＦ２の信号 どのＡＤＣにも、出力値を丸めて出力する特性がある。
従って、ＡＤＣは処理角度αに次の正確な関数を介して
関連するＮビット二進語Ｂｌを発生させる。即ち、 この種の丸めはＡＤＣの場合どの当業者にも周知である
ので、以下の説明では最早触れない。
基準信号ＵＯはそれ自体公知の方法で走査信号Ｕ１、Ｕ
２をゲート結合処理して得られるか、あるいは位置測定
装置Ｐの所謂平均光トラックから得られる。
以下の説明をより良く理解するため、アナログ走査信号
Ｕ１、Ｕ２は′）ＩＥ準信号ＵＯ＝０ボルトに対して対
称であると仮定する。この処理は、互いに９０°位相の
ずれた多数のアナログ信号をそれ自体公知のゲート結合
処理して達成できる。以下に走査信号０１．　　Ｕ２　
（第３Ａ図）の四つの象限ｉ〜■に対するＡＤＣの伝達
関数りを考慮する。
■象限： ■象限： ■象限： １■象限： 処理角度α、あるいは一般に正確には信号周期内の位置
値αはＡＤＣの出力値を与える伝達関数り中で三角関数
値ｔａｎαとして含まれている。Ｎビット二進語Ｂ２に
よって定まるＥＸＥの出力値と処理角度αとの間に線型
関係を与えるため、ＡＤＣの後に補正装置ＫＳが後置し
である。この補正装置ＫＳは二進形で値０〜２Ｎを含む
表記憶器として設計すると好ましい、補正装置ｉＫｓと
しては、所定の補正関数に従って当該Ｎビット二進語Ｂ
１を線型化する電算機も使用できる。この計算は比較的
長時間を要するので、目盛板Ｍと走査装置Ａの間の相対
運動が大きい場合、表記憶器を使用することが好ましい
。表記憶器の入力端のＮビット二進語Ｂｌは、表記憶器
のどのアドレスを指定しているかを決めるので、この出
力端にはデータ語Ｂ２が出力する。このデータ語は二進
語Ｂ１に直接依存し、走査信号の周期の象限を定める符
号信号と組み合わせて、走査信号の一つの完全な周期内
の分割値を表す。
補正関数ＦによってＮビット二進語Ｂ１をＡＤＣの出力
端で直線化するこの補正関数は、ＡＤＣの伝達関数りに
以下の関連を有する。即ち、ａｂυ−υ ０≦α≦９０°と１８０”≦α≦２７０°に対して９０
°＜ｃｒ＜１８０＠と２７０’　＜α＜３６０’　４ｍ
対して、ここで、Ｑ＝４＊２Ｎに選択され、走査信号の
周期の分割係数を決める。
Ｎ＝８に選べば、ＡＤＣは出力端に８ビツトデ一タ語Ｂ
１を出力する。このデータ語は走査信号の周期を２５６
に分割する。補正関数Ｆを走査信号の全周期にわたって
一義的に定義するために、補正装置ＫＳは走査信号の周
期のどの象限に瞬時走査値（角度α）があるかの情報を
保有する。これに対して、両方のアナログ走査信号０１
、Ｕ２あるいは二つの整流した信号Ｕ３．Ｕ４が使用さ
れる。第１図に示した例では、ｌ・リガー回路Ｔ１に半
波整流信号Ｕ３が、またトリガー回路１゛２には半波整
流信号Ｕ４が導入される。整流信号Ｕ３゜Ｕ４は基準信
号ＵＯと比較され、交点が決まる。
従って、トリガー回路ＴＩの出力端には、象限決定用補
正装置ＫＳの符号信号Ｕ５が、またトリガー回路Ｔ２の
出力端には符号信号Ｕ６が生じる（第３Ｃ図）、符号信
号Ｕ５とＵＯによって、補正装置ＫＳに二つの他のビッ
トが生じるので、出力端にはＮ＝８の場合１０ビツトデ
ータ語Ｂ２が生じる。
補正装置ＫＳで直線化した後、この補正装置ＫＳの出力
端の値（分割値）が処理角度αと線型関係になる。
既に述べたように、ＡＤＣの出力端には伝達関数りの丸
めた値がデータ語Ｂ　１として住じる。補正関数Ｆを用
いて分割値を計算する場合にも、丸めが必要である。こ
の丸めによって、誤差が生じるが、この誤差は補正関数
Ｆ中で値Ｑを４＊２Ｎより小さく選ぶことによって低減
される。この場合の利点は線型化の精度がより高いこと
で、欠点としてはこの場合−走査周期内の可能な分割値
が低下することを考慮する必要がある。Ｎ＝８の場合、
一信号周期内の可能な分割数はＱ＝　１０２４に対して
１０２４である。しかし、Ｑ＝８００に対して選ぶと、
分割値は８００に低下する。
既に説明したように、ＡＤＣのＮビット二進語Ｂ１は次
の関係式に従って入力信号に依存する。
即°ら、 に代入すると、以下の関係式を得る。即ち、■と■象限
に対して、 ■と■象限に対して、 以下に、アナログ走査信号Ｕ１とＵ２が全波整流器Ｇ１
、Ｇ２の入力端で入れ違いで現れる場合を考えことにす
る。全波整流器Ｇ１の出力端には、次の整流信号が生じ
る。即ち、 Ｕ３＝　　Ａ＊　ｃｏｓａ＋Ｕ０、Ｕ２≧ＵＯＵ３＝＝
Ａ＊　ｃｏｓｃｒ＋Ｕ０、　　Ｕ２＜ＵＯ全波整流器Ｇ
２の出力端には、信号Ｕ４が生じる。
即ち、 Ｕ４＝＝Ａ＊　　ｓｆｎα＋Ｕ０、Ｕ２≧ＵＯＵ４＝　
　Ａ＊　ｓｉｎα−ｔ−Ｕ０、Ｕ２＜００これ等の条件
を一般的に当てはまる伝達関数Ｄ１　　　ｃｏｔａｎｃ
ｒ 従って、補正関数Ｆも直線化のために合わせる必要があ
る。即ち、 Ｏ≦α≦９０°と１８０°≦α≦２７０°に対して９０
°〈α＜１８０°と２７０＠＜α＜３６０°に対して、
補正装置ＫＳは、ここでも表記憶器として構成すると有
利である。この記憶器中では、ＡＤＣの全てのＮビット
二進語Ｂ１に対して補正したデータ語Ｂ２が補正関数Ｆ
に従って与えである。
第２図には、Ｕ　１　＝Ａ＊　ｓｉｎα＋ＵｏとＵ２＝
Ａ＊ｃｏｓα＋ＵＯである場合の信号のみが示しである
。Ｕ　ｌ　＝Ａ＊　ｃｏｓｃｘ＋Ｕ　ＯとＵ２＝Ａ＊ｓ
ｉｎα＋ＵＯである場合に対しては、同等性のためこれ
等の信号を詳細に考慮する必要はない。
第４図の構成の場合には、分割回路ＥＸＥにアナログ内
挿回路ＡＪが付属している。このアナログ内挿回路ＡＪ
には、走査信号Ｕ１、Ｕ２の周波数を上げる役目がある
。アナログ内挿回路ＡＪの出力端には、次の信号が生じ
る。即ち、Ｕｌ　ｏ＝Ａ＊　ｓｉｎ　（Ｖ＊ｃｒ）　＋
Ｕ０、Ｕ１＝Ａ＊　ｓｉｎα＋Ｕｏに対して、Ｕ２０＝
Ａ＊　ｃｏｓ　（Ｖ＊α）　＋Ｕ０、Ｕ２＝Ａ＊　ｃｏ
ｓａ＋Ｕｏに対して、ここで、■は周波数多重度の係数
を与える。
信号Ｕ１０，Ｕ２０を全波整流して、ＡＤＣに生じる整
流信号Ｕ３０とＵ４０が生じる。ＡＤＣの伝達関数りの
公式には、信号Ｕ３０と０４０が以下のように記入され
ている必要がある。即ち、Ｕ３０−Ｕ４０ ＡＤＣは走査信号Ｕ１、Ｕ２の一信号周期全体を（４＊
Ｖ＊２’）部分に分割する。従って、ＡＤＣの出力端の
二進語Ｂ１は一信号周期全体の（４＊　ｖ）番目の部分
を決める符号信号に結合する必要がある。このため、整
流信号Ｕ３０．Ｕ４０又は走査信号０１．Ｕ２ないしは
信号Ｕ１０。
Ｕ２０を動員することができる。符号信号を発生させる
ことは、既に第１図のところで詳しく説明した。
アナログ内挿回路ＡＪとしては、東独特許第９７３３６
号公報に開示されているような公知の装置を使用できる
。更に、二つの走査装置の走査信号が出力する図示して
いないアナログ内挿回路から二つのアナログ信号Ｕ１０
，Ｕ２０を形成することが考えられる。即ち、回転検出
器の場合、互いに円周上に対向させて配設した二つの走
査装置を採用し、一方の装置が正弦信号を、また他方の
装置が余弦信号を出力できるとき、特に有利である。
四個の信号を適当に組み合わせて、周波数の多重化と同
時に角度目盛と回転軸の間の偏芯度を消去できる。
第５図には、アナログ内挿回路ＡＪが詳しく示しである
。このアナログ内挿回路ＡＪは周波数の多重化を行うだ
けでなく、同時に角度αと信号Ｕ１０、Ｕ２０の電圧間
の直線関係を形成する特性がある。以下には、周波数多
重度として係数＝２のアナログ内挿回路ＡＪを説明する
。
走査信号ｕｌ＝Ａ＊　ｓｉｎα＋ＵｏとＵ２＝Ａ＊ｃｏ
ｓα十ＵＯ１及びＵＯ＝ＯＶであると仮定する（第６Ａ
図）。走査信号Ｕ１は全波整流器■１に導入される。こ
の整流器は走査信号から整流信号（Ｕｌ　１＝｜Ａ＊　
ｓｉｎα１）を形成する。走査信号Ｕ２は全波整流器■
２に導入される。この整流器の出力端には整流信号（Ｕ
　１２＝　ｌ　＝Ａ＊　ｃｏｓα｜）が生じる。両方の
信号０１１．Ｕ１２は加算されて、加算信号（Ｕ　１０
　＝　ＩＡ＊　５ｉｎａＡ＊ＣＯ３α１）が生じる。第
５図の実施例に対する信号は第６Ｃ図に示しである。加
算信号Ｕ１０は正弦波形を有するが、この波形は三角形
の波形に非常に似ていることが判る。
信号Ｕ１０に対して９０°位相のずれた第二信号Ｕ２０
を発生させるためには、両方の走査信号Ｕ１、Ｕ２から
先ず中間信号Ｕ１３＝Ａ＊５ｉｎ（α＋４５＠）＋Ｕ０
、及び中間信号Ｕ１４＝Ａ＊５ｉｎ（α＋４５°）　＋
ＵＯを形成する（第６Ｂ図）。
これに対して、走査信号Ｕ１、Ｕ２を分圧器の抵抗Ｗに
導入する。中間信号Ｕ１３．Ｕ１４は次のようにも書け
る。即ち、 中間信号Ｕ１３は全波整流器ｖ３に導入される。
この整流器は整流信号、 Ｕ１５＝ＩＵ１３１ を形成する。中間信号υＩ４は全波整流器Ｖ４に導入さ
れ、この整流器の出力端に整流信号、Ｕ１６＝−ＩＵＩ
／ＩＩ が出力する０両方の信号Ｕ１５とＵ１６を加算して、加
算信号Ｌ７２０が分割回路ＥＸＥの整流回路Ｇ２に他の
演算処理のために止じる（第６Ｄ図）。
即ち、 Ｕ２０＝ｌＵ１３１−１ｔＪ１４　１ 信号ＬＩ１０から、分割回路ＥＸＥの整流回路Ｇｌは整
流信号、 Ｕ３０＝ Ａ＊　　５Ｉｎａ　ｌ　−ｌ　Ａ＊　　ｃｏｓａ　ｌ　
　ｌを形成する（第６Ｅ図）。整流回路Ｇ２は信号Ｕ２
０から整流信号、 を形成する（第６Ｅ図）。整流信号Ｕ３０はＡＤＣの正
の基準入力端ＲＥＦ　１に入力する。ＡＤＣの負の基準
入力端ＲＥＦ２には、整流信号Ｕ４０が入力する。ＡＤ
Ｃの伝達関数、 は走査信号Ｕ１、Ｕ２の信号周期の各８分区分に対して
別々に計算する必要がある。即ち、ＩとＶの大区分（０
”　＜α＜４５°と１８０°くα＜２２５°）に対して
、 ■と■の大区分（４５°〈α＜９０°と２２５°くαく
２７０　＠）に対して、 信号周期のどの大区分に存在するかの情報を保有する必
要がある。
第５図には、二重周波数の特性を有する一個のアナログ
内挿回路ＡＪＬ、か示さなかった。多数のアナログ内挿
回路ＡＪを連続配置し、信号Ｕ１０゜Ｕ３Ｏが次の内挿
回路の入力信号にすることもできる。この連続配置には
、最後のアナログ内挿回路の出力信号がほぼ直線的に移
行するように、つまり信号振幅と処理距離（角度α）の
間に準直線関係が生じるようにこの出力信号を成形する
利点がある。
上記の計算では、Ａ＝１と００−０を選んだ。
補正開数Ｆもこの大区分に応じて設定する必要がある。
これは第１図の時に既に説明したような防府用で行える
。走査信号の全周期にわたって補正関数Ｆを一義的に定
義するためには、この場合でも補正装置ＫＳは瞬時走査
値（角度α）が走査抗アレーの全抵抗Ｒが同一である。
これ等の抵抗Ｒを異なるように、つまり三角関数の波形
に応じて選定するには、補正装置ＫＳを省略できる。Ａ
ＤＣの出力端には、−走査信号周期の分割を等間隔に分
割した値が既に出力している。
第１図には、走査信号Ｕ１．Ｕ２が直接全波整流器Ｇ１
、Ｇ２に印加した。この走査信号Ｕｌ。
Ｕ２が小さい振幅を有する時、図示していない方法で走
査装置Ａと全波整流器Ｇ１．Ｇ２の間、あるいは全波整
流器Ｇ１、Ｃ２とＡＤＣの間に補助増幅器を配設するこ
ともできる。この処置は第４図の実施例に対しても当て
はまる。
ＡＤＣとしは、説明した機能に応じてアナログ信号Ｕ３
．Ｕ４又はＵ３０．Ｕ／１０の高速アナログ・デジタル
変換を行うフラッシュ変換器を使用すると有利である。
この発明による分割回路ＥＸＥは、アナログ位置周期走
査信号を発生させる種々の位置測定装置Ｐに使用される
。目盛板の構成に応じて、光電、容量、磁気あるいは誘
導式の測定装置と言われる。
目盛を光の波長でも構成できる。即ち、分割回路ＥＸＥ
は干渉計の場合周期信号を分割するためにも採用できる
。
【図面の簡単な説明】
第１図、分割回路を備えた位置測定装置の模式第２図、
分割回路のアナログ・デジタル変換器のブロック図。 第３Ａ図、第１図の位置測定装置の走査信号の波形図。 第３Ｂ図、第１図の位置測定装置の整流信号の波形図。 第４図、分割回路を備えた他の位置測定装置の模式図。 第５図、第４図の位置測定装置のアナログ内挿回路のブ
ッロク図。 第６Ａ図、第４図の位ぽ測定装置の走査信号の波形図。 第６Ｂ図、第４図の位置測定装置の中間信号の波形図。 第６Ｃ図、第４図の位置測定装置の整流信号と整流加算
信号の波形図。 第６Ｄ図、第４図の位置測定装置の整流した中間信号と
中間信号の整流加算信号の波形図。 第６Ｅ図、第４図の位置測定装置の中間信号の整流加算
信号を整流値の波形図。 図中引用記号： Ｐ・・・位置測定装置、 Ｍ・・・目盛板、 Ａ・・・走査装置、 Ｕ１、Ｕ２・・・走査信号、 ＵＯ・・・直流電圧成分、 ＡＤＣ・・・アナログ・デジタル変換器、ＲＥＦＩ、Ｒ
ＥＦ２・・・基準入力端、Ｇ１、Ｇ２．Ｖ１、Ｖ２・・
・整流器、Ｕ３．Ｕ４・・・整流信号、 ＥＸＥ・・・分割回路、 ＡＪ・・・内挿回路、 ＫＳ・・・補正回路。 第２　図

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、多数の互いに位相のずれたアナログ周期信号が分割
    回路に導入され、この分割回路の出力端にはデジタルＮ
    ビットデータ語が生じ、このデータ語が走査信号の一信
    号周期の中間値を表し、位置に依存するアナログ周期走
    査信号を分割する分割回路を備えた位置測定装置におい
    て、分割回路（ＥＸＥ）はアナログ・デジタル変換器（
    ＡＤＣ）を保有し、アナログ周期信号（Ｕ１、Ｕ２；Ｕ
    １０、Ｕ２０）から全波整流した信号（Ｕ３、Ｕ４；Ｕ
    ３０、Ｕ４０）を導き、アナログ・デジタル変換器（Ａ
    ＤＣ）の一方の入力端（ＲＥＦ１）にアナログ周期信号
    （Ｕ１、Ｕ２；Ｕ１０、Ｕ２０）の直流電圧成分（Ｕ０
    ）より大きいか、あるいは等しい信号値の全波整流信号
    （Ｕ３；Ｕ３０）が入力し、アナログ・デジタル変換器
    （ＡＤＣ）の他方の入力端（ＲＥＦ２）にアナログ周期
    信号（Ｕ１、Ｕ２：Ｕ１０、Ｕ２０）の直流電圧成分（
    Ｕ０）より小さいか、あるいは等しい信号値の全波整流
    信号（Ｕ４；Ｕ４０）が入力することを特徴とする位置
    測定装置。 ２、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）には、一連の
    抵抗（Ｒ）と比較器（Ｋ）及び論理回路（Ｌ）があり、
    比較器（Ｋ）にはそれぞれ周期信号（Ｕ１、Ｕ２）の直
    流電圧（Ｕ０）と一連の抵抗（Ｒ）から得られた分圧が
    印加し、整流回路（Ｇ１、Ｇ２）にはアナログ周期走査
    信号（Ｕ１、Ｕ２）が印加し、一連の抵抗（Ｒ）の一方
    の端部を形成するアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）
    の一方の入力端（ＲＥＦ１）には関係式、 Ｕ３＝Ｕ１Ｕ１≧Ｕ０に対し Ｕ３＝（−Ｕ１）＋２：Ｕ０ Ｕ１＜Ｕ０に対し の整流信号（Ｕ３）が印加し、一連の抵抗（Ｒ）の他方
    の端部を形成するアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）
    の他方の入力端（ＲＥＦ２）には関係式、 Ｕ４＝（−Ｕ２）＋２＊Ｕ０ Ｕ２≧Ｕ０に対し Ｕ４＝Ｕ２　Ｕ２＜Ｕ０に対し の整流信号（Ｕ４）が印加することを特徴とする請求項
    １記載の位置測定装置。 ３、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）の一方の入力
    端（ＲＥＦ１）には、整流信号、 Ｕ３＝Ａ＊ｓｉｎα＋Ｕ０、Ｕ１≧Ｕ０に対しＵ３＝−
    Ａ＊ｓｉｎα＋Ｕ０、Ｕ１＜Ｕ０に対しが印加し、ここ
    で第一走査信号は、 Ｕ１＝Ａ＊ｓｉｎα＋Ｕ０ であり、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）の他方の
    入力端（ＲＥＦ２）には、整流信号、Ｕ４＝−Ａ＊ｃｏ
    ｓα＋Ｕ０、Ｕ２≧Ｕ０に対しＵ４＝Ａ＊ｃｏｓα＋Ｕ
    ０、Ｕ２＜Ｕ０に対しが印加し、ここで第二走査信号は
    、 Ｕ２＝Ａ＊ｃｏｓα＋Ｕ０、 であることを特徴とする請求項２記載の位置測定装置。 ４、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）は２＾Ｎ−１
    個の比較器（Ｋ）と分圧器を形成する２＾Ｎ個の抵抗（
    Ｒ）を有し、このアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）
    は以下の関数、 Ｄ＝［２＾Ｎ＊（Ｕ０−Ｕ４）］／［Ｕ３−Ｕ４］に従
    って入力値（Ｕ０、Ｕ３、Ｕ４）に依存するＮビット二
    進語（Ｂ１）を発生させることを特徴とする請求項３記
    載の位置測定装置。 ５、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）には、補正装
    置（ＫＳ）が後続し、この補正装置は関数、 Ｆ＝（Ｑ／３６０°）＊ａｒｃｔａｎ（［２＾Ｎ／Ｄ］
    −１）０≦α≦９０°と１８０°≦α≦２７０°に対し
    Ｆ＝（Ｑ／３６０°）＊ａｒｃｔａｎ（１−［２＾Ｎ／
    Ｄ］）９０°≦α≦１８０°と２７０°≦α≦３６０°
    に対しに従ってデジタルデータ語（Ｂ２）を形成し、こ
    の場合、Ｑは走査信号（Ｕ１、Ｕ２）の一信号周期の分
    割係数を規定することを特徴とする請求項４記載の位置
    測定装置。 ６、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）の一方の入力
    端（ＲＥＦ１）には、整流信号、 Ｕ３＝Ａ＊ｃｏｓα＋Ｕ０、Ｕ１≧Ｕ０に対しＵ３＝−
    Ａ＊ｃｏｓα＋Ｕ０、Ｕ１＜Ｕ０に対しが印加し、ここ
    で第一走査信号は、 Ｕ１＝Ａ＊ｃｏｓα＋Ｕ０ であり、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）の他方の
    入力端（ＲＥＦ２）には、整流信号、Ｕ４＝−Ａ＊ｓｉ
    ｎα＋Ｕ０、Ｕ２≧Ｕ０に対しＵ４＝Ａ＊ｓｉｎα＋Ｕ
    ０、Ｕ２＜Ｕ０に対しが印加し、ここで第二走査信号は
    、 Ｕ２＝Ａ＊ｓｉｎα＋Ｕ０ であることを特徴とする請求項２記載の位置測定装置。 ７、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）は２＾Ｎ−１
    個の比較器（Ｋ）と分圧器を形成する２＾Ｎ個の抵抗（
    Ｒ）を有し、このアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）
    は以下の関数、 Ｄ＝［２＾Ｎ＊（Ｕ０−Ｕ４）］／（Ｕ３−Ｕ４）に従
    って入力値（Ｕ０、Ｕ３、Ｕ４）に依存するＮビット二
    進語（Ｂ１）を発生させることを特徴とする請求項６記
    載の位置測定装置。 ８、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）には、補正装
    置（ＫＳ）が後続し、この補正装置は関数、 Ｆ＝（Ｑ／３６０°）＊ａｒｃｃｏｔａｎ（［２＾Ｎ／
    Ｄ］−１）０≦α≦９０°と１８０°≦α≦２７０°に
    対しＦ＝（Ｑ／３６０°）＊ａｒｃｃｏｔａｎ（１−［
    ２＾Ｎ／Ｄ］）９０°≦α≦１８０°と２７０°≦α≦
    ３６０°に対しに従ってデジタルデータ語（Ｂ２）を形
    成し、この場合、Ｑは走査信号（Ｕ１、Ｕ２）の一信号
    周期の分割係数を規定することを特徴とする請求項７記
    載の位置測定装置。 ９、互いに９０°位相のずれた二つの走査信号（Ｕ１、
    Ｕ２）から、符号信号（Ｕ５、Ｕ６）を誘導し、これ等
    の符号信号は走査信号（Ｕ１、Ｕ２）の一信号周期を符
    号信号（Ｕ５、Ｕ６）の論理状態によって定まる四つの
    等しい区分（ I 、II、III、IV）に分割することを特徴
    とする請求項３〜８のいずれか１項に記載の位置測定装
    置。 １０、補正装置（ＫＳ）は符号信号（Ｕ５、Ｕ６）で駆
    動することを特徴とする請求項９記載の位置測定装置。 １１、符号信号（Ｕ５、Ｕ６）を得るには、整流信号（
    Ｕ３、Ｕ４）が印加しているトリガー回路（Ｔ１、Ｔ２
    ）によって行われることを特徴とする請求項９記載の位
    置測定装置。 １２、アナログ周期信号（Ｕ１、Ｕ２）は周波数を多重
    化するアナログ内挿回路（ＡＪ）に入力し、このアナロ
    グ内挿回路（ＡＪ）の出力端には走査信号（Ｕ１、Ｕ２
    ）のＶ倍の周期を有するアナログ周期信号（Ｕ１０、Ｕ
    ２０）が出力し、これ等の信号が整流回路（Ｇ１、Ｇ２
    ）に導入されることを特徴とする請求項１記載の位置測
    定装置。 １３、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）は一連の抵
    抗（Ｒ）と比較器（Ｋ）及び論理回路（Ｌ）を保有し、
    比較器にはそれぞれアナログ周期信号（Ｕ１、Ｕ２）の
    直流電圧（Ｕ０）と、一連の抵抗（Ｒ）からの分割電圧
    が印加し、整流回路（Ｇ１、Ｇ２）にはアナログ周期信
    号（Ｕ１０、Ｕ２０）が印加し、一連の抵抗（Ｒ）の一
    方の端部を形成するアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ
    ）の一方の入力端（ＲＥＦ１）には、関係式、 Ｕ３０＝Ｕ１０、Ｕ１０≧Ｕ０に対し Ｕ３０＝（−Ｕ１０）＋２＊Ｕ０、 Ｕ１０＜Ｕ０に対し の整流信号（Ｕ３０）が印加し、一連の抵抗（Ｒ）の他
    方の端部を形成するアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ
    ）の他方の入力端（ＲＥＦ２）には、関係式、 Ｕ４０＝（−Ｕ２０）＋２＊Ｕ０、 Ｕ１０≧Ｕ０に対し Ｕ４０＝Ｕ２０、Ｕ２０＜Ｕ０に対し の整流信号（Ｕ４０）が印加することを特徴とする請求
    項１２記載の位置測定装置。 １４、走査信号、 Ｕ１＝Ａ＊ｓｉｎα＋Ｕ０、 Ｕ２＝Ａ＊ｃｏｓα＋Ｕ０、 は内挿回路（ＡＪ）に導入され、この回路は上記走査信
    号（Ｕ１、Ｕ２）から信号、 Ｕ１０＝Ａ＊ｓｉｎ（Ｖ＊α）＋Ｕ０、 Ｕ２０＝Ａ＊ｃｏｓ（Ｖ＊α）＋Ｕ０、 を形成し、ここでＶは周波数多重度の係数であることを
    特徴とする請求項１２又は１３記載の位置測定装置。 １５、走査信号、 Ｕ１＝Ａ＊ｓｉｎα＋Ｕ０、 Ｕ２＝Ａ＊ｃｏｓα＋Ｕ０、 は内挿回路（ＡＪ）に導入され、この回路は上記走査信
    号（Ｕ１、Ｕ２）から信号 Ｕ１０＝｜Ａ＊ｓｉｎα｜−｜Ａ＊ｃｏｓα｜、Ｕ２０
    ＝｜（√２／２）＊Ａ＊ｓｉｎα−（√２／２）＊Ａ＊
    ｃｏｓα｜−｜（√２／２）＊Ａ＊ｓｉｎα＋（√２／
    ２）＊Ａ＊ｃｏｓα｜を形成することを特徴とする請求
    項１２又は１３記載の位置測定装置。 １６、アナログ内挿回路（ＡＪ）は走査信号（Ｕ１、Ｕ
    ２）の周波数を係数Ｖほど高め、アナログ・デジタル変
    換器（ＡＤＣ）は走査信号（Ｕ１、Ｕ２）の一信号周期
    のＶ分の一を４＊２＾Ｎに分割することを特徴とする請
    求項１２記載の位置測定装置。 １７、走査信号（Ｕ１、Ｕ２）から走査信号（Ｕ１、Ｕ
    ２）に一信号周期の４＊Ｖ部分を決定する符号信号を導
    くことを特徴とする請求項１６記載の位置測定装置。 １８、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）に補正装置
    （ＫＳ）が後続し、この装置にはアナログ・デジタル変
    換器（ＡＤＣ）のＮビットデータ語（Ｂ１）と符号信号
    が入力し、補正装置（ＫＳ）の出力端にはデジタルデー
    タ語（Ｂ２）が出力することを特徴とする請求項１７記
    載の位置測定装置。 １９、補正装置（ＫＳ）は表記憶器であり、この記憶器
    には多数のデジタル語（Ｂ２）が収納してあり、アナロ
    グ・デジタル変換器（ＡＤＣ）の二進語（Ｂ１）がデジ
    タル語（Ｂ２）を読み出すアドレスとして使用され、こ
    のアドレスが表記憶器の出力端で次の演算処理のために
    出力することを特徴とする請求項５、８、１８のいずれ
    か１項に記載の位置測定装置。
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