JPH02184266A

JPH02184266A - 多重ｄｃ／ｄｃコンバータ装置の入力電圧アンバランス抑制方法

Info

Publication number: JPH02184266A
Application number: JP33424588A
Authority: JP
Inventors: Haruki Yoshikawa; 春樹吉川; Masaru Ohori; 優大堀
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1988-12-30
Filing date: 1988-12-30
Publication date: 1990-07-18
Anticipated expiration: 2010-06-14
Also published as: JPH0757094B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、多重ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の入力電圧ア
ンバランス抑制方式にかかり、詳しくは前記コンバータ
装置の入力コンデンサ間の電圧ア、ンバランス抑制方式
に関する。

（従来の技術）第３図は２多重ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の主回路の一
例を示している１図において、直流電源１の直流電圧（
入力電圧）は直列接続された入力コンデンサ２１．２２
により２分割され、各コンデンサ２１、２２の両端には
トランジスタ３１〜３４．３５〜３８を有するインバー
タ３０１．３０２が接続されている。これらのインバー
タ３０１．３０２の出力側にはトランス４１、４２を介
してダイオード５１〜５４．５５〜５８を有する整流回
路５０１．５０２が直列に接続されており、これらの整
流回路５０１．５０２の出力側には、リアクトル６及び
出力コンデンサ７からなる平滑フィルタが接続されてい
る。

インバータ３０１．３０２は、第５図に示す定電圧制御
回路により出力パルス幅制御を行い、入力電圧の変動に
対して整流回路５０１．５０２の出力電圧Ｖが一定とな
るように動作する。

第５図の定電圧制御回路において、８０１は自動電圧調
節器（ＡＶＲ）であり、前記出力コンデンサ７からのフ
ィードバック信号Ｖｚが設定値ｖ１と一致するように出
力信号ａを調節する。また、８０２は鋸歯状波発生回路
であり、定電圧制御回路の動作波形を示す第６図のす、
ｃのように９０°の位相差を持つ２つの鋸歯状波を発生
する。更に第５図において、　８０３．８０４は比較回
路であり、前記出力信号ａと鋸歯状波す、ｃとをそれぞ
れ比較して信号ｄ、ｅを発生する。また、８０５．８０
６は分配回路であり、出力信号ｄ、ｅを第３図に示した
インバータ３０１．３０２の上下のアームを駆動する信
号ｆ。

ｇ及びり、ｉに振り分けるためのものである。ここで、
信号ｆはトランジスタ３１．３４を、ｇは同３２゜３３
を、ｈは同３５．３８を、ｉは同３６．３７をそれぞれ
駆動するためのもので、これらの信号は図示されていな
いベース駆動回路に加えられる。

なお、前後するが、第４図は上記定電圧制御回路により
制御される第３図の２多重ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の
動作波形であり、第４図においてｉＬはりアクドル６の
電流、１１はインバータ３０１の入力電流、ｉ、はイン
バータ３０２の入力電流をそ、れぞれ示している。この
コンバータ装置においては、インバータ３０２をインバ
ータ３０１に対して９０゜の位相差を持たせて運転する
ことにより、整流回路５０１．５０２の出力電圧Ｖの波
形から明らかように電圧リプルを小さくシ、かつ周波数
を高めて平滑フィルタを構成するりアクドル６及び出力
コンデンサ７の小型化を図っている。なお、上記の方法
は一般的によく行われているため、詳細な説明は省略す
る。

前述したように、第３図のインバータ３０１，３０２を
構成するトランジスタ３１〜３８の駆動信号は、第５図
に示した定電圧制御回路で作られるが、鋸歯状波発生回
路８０２からの鋸歯状波す、ｃには誤差があり、その後
に接続される比較回路８０３．８０４゜分配回路８０５
．８０６及び図示されていないベース駆動回路でも誤差
が生じるので、各トランジスタ３１〜３８を駆動するＯ
Ｎパルス幅には誤差が発生する。

更に、各トランジスタ３１〜３８にもスイッチング時間
の性能差があるので、同じパルス幅で制御したくても通
常各トランジスタ３１〜３８のＯＮパルス幅に誤差が生
じる。

第７図は、イ、ンバータ３０１のトランジスタ３１〜３
４とインバータ３０２のトランジスタ３５〜３８のＯＮ
パルス幅に誤差が生じた場合の各部波形を示している。

この図のうち中段のｉＬ、ｉｘ＊ｌ＊の波形はりアクド
ル６の電流ｉｈが連続している場合、下段の１Ｌｐ１１
＊１ｍの波形は電流ｉＬが断続している場合を示してい
る。

この第７図から明らかなように、インバータ３０１のト
ランジスタ３１〜３４のＯＮパルス幅Ｔ１がインバータ
３０２のトランジスタ３５〜３８のＯＮＮパルス幅Ｔ２
りも小さい場合には、負荷の状態に応じ、電流ｉＬの連
続時にｉ、ａｖａ≦ｉ　、ａＶｅ、電流ｉｃの断続時に
ｌ　ｚａＶｅ≧ｉ、ａｗｅとなる。ここで、　１１ａｖ
ｅはｉ工の平均値、　ｉ、ａｗｅはｉ３の平均値をそれ
ぞれ示す。

このようにインバータ３０１．３０２の入力電流の平均
値に差がある場合、第３図に示したコンデンサ２１の電
圧Ｅ。とコンデンサ２２の電圧Ｅ。には次のようなアン
バランスが生じる。すなわち。

ｉ、ａｖａ≦１１ａｖａのとき　　　Ｅ、１≧Ｅ。

ｉ　、ａｖｅ≧ｉ、ａｖｅのとき　　　Ｅ２１≦Ｅ。

となる。

以上のように、主回路が第３図の如く構成された多重Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ装置では、負荷に応じてリアクトル
６の電流が連続状態にあるか断続状態にあるかにより、
ＯＮパルス幅の誤差が同一であっても入力コンデンサ電
圧のアンバランス（コンデンサ電圧Ｅ２１とＥ。の大小
）が逆になることがわかる。

ここで、コンデンサ電圧がアンバランスになった場合に
は１通常、各コンデンサ間の電圧差を検出し、この電圧
差がゼロとなるように制御回路内部で補正をかける方法
が使われる。

第８図はこのような補正機能を備えた定電圧制御回路の
ブロック図である。即ちこの回路は、第５図の構成要素
に加えて、コンデンサ電圧Ｅ２□。

Ｅｏの差ΔＶを調節器８０７に入力し、この調節器８０
７により生成したアンバランス補正信号ｊを自動電圧調
節器８０１の出力信号ａに加算する部分を備えている。

このような構成のもとで、コンデンサ電圧Ｅ２１゜Ｅｏ
にアンバランスが生じると調節器８０７を介して電圧差
ΔＶに応じたアンバランス補正信号ｊが自動電圧調節器
８０１の出力信号ａに加算され、この加算結果が比較回
路８０３に入力される。これによって比較回路８０３の
出力信号ｄのパルス幅が補正されることになり、インバ
ータ３０１のトランジスタ３１〜３４のＯＮパルス幅と
インバータ３０２のトランジスタ３５〜３８のＯＮパル
ス幅とが等しくなってコンデンサ電圧Ｅ　、１．　Ｅ、
、がバランスする。すなわち電圧アンバランスが解消さ
れることになる。

（発明が解決しようとする課題）しかしながら、前述したようにリアクトル６の電流が連
続か断続かによりパルス幅の大小とコンデンサ電圧のア
ンバランス（コンデンサ電圧Ｅ２□とＥ。の大小）とが
逆になるにもかかわらず、上述した従来のアンバランス
抑制方式ではりアクドル６の電流状態とは無関係に電圧
のアンバランスに応じて補正を行なっている。このため
、リアク・トル６の電流状態が連続から断続へ、または
断続から連続へ変わっても電圧補正の方向が同じである
ため、電圧のアンバランスを増長する方向に補正されて
しまう欠点があった。

この点に鑑み、図示されていないが、コンデンサ２１．
２２に対して並列に抵抗器を取付けることにより自動的
にアンバランスを補正する方法が考えられる。しかるに
この方法によると、抵抗器によってコンバータ装置全体
が大型化し、また抵抗損失による熱の発生、装置の効率
の大幅な低下等の新たな問題を生じていた。

本発明は上記問題点を解消するためになされたもので、
その目的とするところは、負荷の状態に応じて最適なア
ンバランス補正を行ない、しかも抵抗器等を用いた場合
に生じる種々の不都合のない入力電圧アンバランス抑制
方式を提供することにある。

（課題を解決するための手段）上記目的を達成するため１本発明は、多重ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置における複数の入力コンデンサ間の電圧差
をゼロにするためのアンバランス補正信号を用いて電力
変換器を制御する多重ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の入力
電圧アンバランス抑制方式において、前記電圧差が設定
値を超えた際に前記アンバランス補正信号の極性を反転
させることを特徴とする。

（作用）多重ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の負荷が変化して出力側
のりアクドルの電流状態（連続、断続）が変ねると、補
正するべき方向が逆転してコンデンサ電圧のアンバラン
スが一層拡大し、電圧差が一定値以上となるので、本発
明ではこれを検出してその時のアンバランス補正信号の
極性を反転させることにより、正しい方向に電圧を補正
する。

（実施例）以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。

第１図はこの実施例に用いられる定電圧制御回路の構成
を示すものであり、第８図の構成要素と同一のものには
同一番号を付して詳述を省略し、以下、主として異なる
部分を中心に説明する。

第１図において、調節器８０７に入力される加算器８１
０からの電圧差ΔＶは比較回路８０８にも入力され、こ
の電圧差ΔＶの絶対値が設定値Ｖａを超えた場合に比較
回路８０ｇから信号ｋが出力されるようになっている。

一方、調節器８０７の出力側には極性反転回路８０９が
設けられており、調節器８０７の出力であるアンバラン
ス補正信号ｊ′が極性反転回路８０９に入力される。そ
して、極性反転回路８０９では、比較回路８０８からの
信号にの入力時にアンバランス補正信号ｊ′の極性を反
転し、アンバランス補正信号ｊとして加算器８１１に出
力するように構成されている。

以下、この動作を第２図を参照しつつ説明する。

始めに、アンバランス補正信号ｊが正極性である状態で
第３図に示したコンデンサ２１．２２の電圧はほぼＥ、
１＝Ｅ、、となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置はコンデ
ンサ電圧がバランスした状態で動作している、いま、第
２図の時刻ｔ１で負荷が変化し、リアクトル６の電流が
断続から連続、または連続から断続へ変化すると、補正
するべき信号の極性（補正するべき方向）は逆になるた
めコンデンサ電圧Ｅ２１．　Ｅ、、のアンバランスは次
第に大きくなってくる。

そして、時刻ｔ２においてコンデンサ電圧Ｅ、□。

８１間の電圧差ΔＶが設定値Ｖａより大きくなると比較
回路８０８がこれを検出して信号ｋを出力し、この信号
ｋにより極性反転回路８０９によってアンバランス補正
信号ｊ′の極性を反転し、アンバランス補正信号ｊを得
る。これにより正しい補正方向のアンバランス補正信号
ｊが得られ、図示するように時刻ｔ２以後にコンデンサ
電圧Ｅ、１．　Ｅ２２のアンバランスが徐々に解消され
ていくことになる。

なお、本発明は、第３図に示したようなフルブリッジ方
式のインバータ３０１．３０２の代わりにハーフブリッ
ジインバータを用いた方式のものでも全く同様に適用可
能であり、また、２多重ＤＣ／ＤＣコンバータ装置ばか
りでなく、更に多重のＤＣ／ＤＣコンバータ装置にも適
用することができる。

（発明の効果）以上のように本発明によれば、コンデンサ電圧のアンバ
ランスが拡大したことを検出してアンバランス補正信号
の極性を自動的に反転させるようにしたので、負荷状態
に変化があっても常に電圧アンバランスを解消する方向
に動作させることができる。また、従来の抵抗器を用い
たアンバランス抑制方式に比べてコンバータ装置の小型
軽量化。

効率の向上を図ることが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実・施例に用いられる定電圧制御回
路のブロック図、第２図はこの実施例の動作を説明する
波形図、第３図は２多重ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の主
回路を示す回路図、第４図はその動作波形図、第５図は
第３図のＤＣ／ＤＣコンバータ装置に用いられる定電圧
制御回路のブロック図、第６図はその動作波形図、第７
図はトランジスタ動作、電流連続時及び電流断続時の動
作波形図、第８図は従来の電圧アンバランス抑制方式を
実現する定電圧制御回路のブロック図である。ｖｓ１図１・・・直流電源７．２１．２２・・・コンデンサ５０１．５０２・・・整流回路８０２・・・鋸歯状波発生回路８０３．８０４，８０８・・・比較回路８０７・・・調
節、器８１０．８１１・・・加算器６・・・リアクトル３０１．３０２・・・インバータ８０１・・・自動電圧調節器８０５．８０６・・・分配回路８０９・・・極性反転回路

Claims

【特許請求の範囲】直流電圧を直列接続された複数の入力コンデンサにより
分割し、前記各入力コンデンサに電力変換器をそれぞれ
接続して構成される多重ＤＣ／ＤＣコンバータ装置であ
って、前記各入力コンデンサ間の電圧差をゼロにするた
めのアンバランス補正信号を用いて前記電力変換器を制
御する多重ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の入力電圧アンバ
ランス抑制方式において、前記電圧差が設定値を超えた際に前記アンバランス補正
信号の極性を反転させることを特徴とする多重ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ装置の入力電圧アンバランス抑制方式。