JPH05176594A - 誘導電動機用インバータ装置 - Google Patents
誘導電動機用インバータ装置Info
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- JPH05176594A JPH05176594A JP3337187A JP33718791A JPH05176594A JP H05176594 A JPH05176594 A JP H05176594A JP 3337187 A JP3337187 A JP 3337187A JP 33718791 A JP33718791 A JP 33718791A JP H05176594 A JPH05176594 A JP H05176594A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 27
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 241000287462 Phalacrocorax carbo Species 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】デッドタイムの影響を受けずに所望する波形に
近い波形の出力電圧を得ることができる誘導電動機用イ
ンバータ装置を提供するにある。 【構成】電位検出回路１０はインバータ部を構成する一
対のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路の両端間に
接続した同じ値の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の接続点の電位を基準
にしてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の接続点の電位を変
動を検出する。デッドタイム検出回路１１は信号形成回
路２０の出力からデッドタイムを検出する。サンプルア
ンドホールド回路１２はデッドタイム検出回路１１のデ
ッドタイム検出信号の入力中に電位検出回路１０の出力
を積分回路１３に入力する。積分回路１３は積分出力を
バッファ１４とフィルタ回路１５とを介して補償器１６
に入力する。補償器１６は制御信号発生器２３から発生
する正弦波からなる制御信号Ｖｕの振幅を積分出力に応
じて補正する。
近い波形の出力電圧を得ることができる誘導電動機用イ
ンバータ装置を提供するにある。 【構成】電位検出回路１０はインバータ部を構成する一
対のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路の両端間に
接続した同じ値の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の接続点の電位を基準
にしてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の接続点の電位を変
動を検出する。デッドタイム検出回路１１は信号形成回
路２０の出力からデッドタイムを検出する。サンプルア
ンドホールド回路１２はデッドタイム検出回路１１のデ
ッドタイム検出信号の入力中に電位検出回路１０の出力
を積分回路１３に入力する。積分回路１３は積分出力を
バッファ１４とフィルタ回路１５とを介して補償器１６
に入力する。補償器１６は制御信号発生器２３から発生
する正弦波からなる制御信号Ｖｕの振幅を積分出力に応
じて補正する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機用インバー
タ装置に関する。
タ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２はフライホールダイオードＤが夫々
逆並列に接続された複数のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6
をブリッジ接続して形成されたインバータ部を持つ誘導
電動機用インバータ装置の基本的な回路構成を示してお
り、この図示するインバータ装置では例えば３相交流電
源ＡＣをダイオードブリッジＤＢで整流するとともに、
平滑コンデンサＣ0 で平滑し、この整流平滑出力をイン
バータ部で三相交流に変換して誘導電動機Ｍに供給する
ものである。そしてインバータ部は６個のスイッチング
素子Ｑ1 〜Ｑ6 の夫々２個を直列接続し、夫々の直列回
路を並列接続した所謂フリブリッジ構成となっている。
逆並列に接続された複数のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6
をブリッジ接続して形成されたインバータ部を持つ誘導
電動機用インバータ装置の基本的な回路構成を示してお
り、この図示するインバータ装置では例えば３相交流電
源ＡＣをダイオードブリッジＤＢで整流するとともに、
平滑コンデンサＣ0 で平滑し、この整流平滑出力をイン
バータ部で三相交流に変換して誘導電動機Ｍに供給する
ものである。そしてインバータ部は６個のスイッチング
素子Ｑ1 〜Ｑ6 の夫々２個を直列接続し、夫々の直列回
路を並列接続した所謂フリブリッジ構成となっている。
【０００３】これらスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 は三角
波をキャリア信号とし、このキャリア信号と制御信号と
なる正弦波とをＰＷＭ回路１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに入力して
パルス幅変調して夫々１２０度ずれたＰＷＭ信号を得、
このＰＷＭ信号から信号形成回路２Ｕ、２Ｖ，２Ｗによ
り各相Ｕ，Ｖ，Ｗの対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、
…、Ｑ5 ，Ｑ6 を交互に駆動する逆相の駆動信号Ｕｐ，
Ｕｎ、…、Ｗｐ，Ｗｎを作成していた。ここで対となる
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、…、Ｑ5 ，Ｑ6 が同時オ
ンして短絡状態になるのを防ぐために、対のスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ 2 、…、Ｑ5 ，Ｑ6 が共にオフ状態とな
る区間を設けるように信号形成回路２Ｕ、２Ｖ，２Ｗに
オンディレー回路を使用して、駆動信号Ｕｐ，Ｕｎ、
…、Ｗｐ，Ｗｎを作成していた。
波をキャリア信号とし、このキャリア信号と制御信号と
なる正弦波とをＰＷＭ回路１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに入力して
パルス幅変調して夫々１２０度ずれたＰＷＭ信号を得、
このＰＷＭ信号から信号形成回路２Ｕ、２Ｖ，２Ｗによ
り各相Ｕ，Ｖ，Ｗの対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、
…、Ｑ5 ，Ｑ6 を交互に駆動する逆相の駆動信号Ｕｐ，
Ｕｎ、…、Ｗｐ，Ｗｎを作成していた。ここで対となる
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、…、Ｑ5 ，Ｑ6 が同時オ
ンして短絡状態になるのを防ぐために、対のスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ 2 、…、Ｑ5 ，Ｑ6 が共にオフ状態とな
る区間を設けるように信号形成回路２Ｕ、２Ｖ，２Ｗに
オンディレー回路を使用して、駆動信号Ｕｐ，Ｕｎ、
…、Ｗｐ，Ｗｎを作成していた。
【０００４】例えばＵ相を考えてみると、図３（ａ）に
示すＵ相に対応するＰＷＭ回路１ＵからのＰＷＭ信号か
ら、信号形成回路２Ｕは、ＰＷＭ信号の立ち上がりから
時間ｔだけ遅延させて立ち上がらせ、ＰＷＭ信号の立ち
下がりに合わせて立ち下がらせた図３（ｂ）に示す信号
を作成して駆動信号Ｕｐを得、またＰＷＭ信号の立ち下
がりから時間ｔだけ遅延させて立ち上がらせ、ＰＷＭ信
号の立ち上がりに合わせて立ち下がらせた図３（ｃ）に
示す信号を作成して上記駆動信号Ｕｐに対して逆相の駆
動信号Ｕｎを得、これらの駆動信号Ｕｐ，Ｕｎでスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 を交互にオン、オフ駆動すること
によりＵ相の出力を発生させるのである。ここで上記時
間ｔがスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が共にオフするデッ
ドタイムとなる。
示すＵ相に対応するＰＷＭ回路１ＵからのＰＷＭ信号か
ら、信号形成回路２Ｕは、ＰＷＭ信号の立ち上がりから
時間ｔだけ遅延させて立ち上がらせ、ＰＷＭ信号の立ち
下がりに合わせて立ち下がらせた図３（ｂ）に示す信号
を作成して駆動信号Ｕｐを得、またＰＷＭ信号の立ち下
がりから時間ｔだけ遅延させて立ち上がらせ、ＰＷＭ信
号の立ち上がりに合わせて立ち下がらせた図３（ｃ）に
示す信号を作成して上記駆動信号Ｕｐに対して逆相の駆
動信号Ｕｎを得、これらの駆動信号Ｕｐ，Ｕｎでスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 を交互にオン、オフ駆動すること
によりＵ相の出力を発生させるのである。ここで上記時
間ｔがスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が共にオフするデッ
ドタイムとなる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで図２におい
て、イ点を流れる出力電流の方向が正の場合（Ａ方向）
にはイ点の電位は図３（ｄ）に示すようになる。この場
合、デッドタイムｔ中はフライホールダイオードＤ1 を
介して電流が流れるため、イ点の電位はマイナス側とな
る。一方イ点に流れる出力電流の方向が負の場合（Ｂの
方向）にはイ点の電位は図３（ｅ）に示すようになる。
この場合デッドタイムｔ中はフライホールダイオードＤ
2 を介して電流が流れるため、イ点の電位はプラス側と
なる。
て、イ点を流れる出力電流の方向が正の場合（Ａ方向）
にはイ点の電位は図３（ｄ）に示すようになる。この場
合、デッドタイムｔ中はフライホールダイオードＤ1 を
介して電流が流れるため、イ点の電位はマイナス側とな
る。一方イ点に流れる出力電流の方向が負の場合（Ｂの
方向）にはイ点の電位は図３（ｅ）に示すようになる。
この場合デッドタイムｔ中はフライホールダイオードＤ
2 を介して電流が流れるため、イ点の電位はプラス側と
なる。
【０００６】このためデッドタイムｔの影響を受けて出
力電圧波形が図３（ｆ）に示すように所望する正弦波形
Ａとは異なるＢの波形となるという問題があった。本発
明は、上記問題点に鑑みて為されたもので、その目的と
するところはデッドタイムの影響を受けずに所望する波
形に近い出力波形を得ることができる誘導電動機用イン
バータ装置を提供するにある。
力電圧波形が図３（ｆ）に示すように所望する正弦波形
Ａとは異なるＢの波形となるという問題があった。本発
明は、上記問題点に鑑みて為されたもので、その目的と
するところはデッドタイムの影響を受けずに所望する波
形に近い出力波形を得ることができる誘導電動機用イン
バータ装置を提供するにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明はフライホールダイオードが夫々逆並列に接
続されたスイッチング素子をブリッジ接続して形成され
たインバータ部と、インバータ部の出力電圧が正弦波と
なるように形成されたＰＷＭ信号を作成するとともにこ
のＰＷＭ信号から互いに逆相の駆動信号を作成し、この
駆動信号により各相の対のスイッチング素子を所定の位
相角度のずれを持たして交互にオンオフさせ、夫々の対
のスイッチング素子の接続点間に接続された誘導電動機
に出力電圧を印加させる制御部とからなる誘導電動機用
インバータ装置において、対のスイッチング素子の中間
電位を基準として、対のスイッチング素子の接続点の電
位を検出する電位検出回路と、対のスイッチング素子が
共にオフするデッドタイムを検出するデッドタイム検出
回路と、デッドタイム検出回路のデッドタイム検出中に
電位検出回路の出力を積分してこの積分出力に応じて上
記ＰＷＭ信号の区間電圧を補正する補償手段とからなる
デッドタイム補償回路を各相毎に備えたものである。
に、本発明はフライホールダイオードが夫々逆並列に接
続されたスイッチング素子をブリッジ接続して形成され
たインバータ部と、インバータ部の出力電圧が正弦波と
なるように形成されたＰＷＭ信号を作成するとともにこ
のＰＷＭ信号から互いに逆相の駆動信号を作成し、この
駆動信号により各相の対のスイッチング素子を所定の位
相角度のずれを持たして交互にオンオフさせ、夫々の対
のスイッチング素子の接続点間に接続された誘導電動機
に出力電圧を印加させる制御部とからなる誘導電動機用
インバータ装置において、対のスイッチング素子の中間
電位を基準として、対のスイッチング素子の接続点の電
位を検出する電位検出回路と、対のスイッチング素子が
共にオフするデッドタイムを検出するデッドタイム検出
回路と、デッドタイム検出回路のデッドタイム検出中に
電位検出回路の出力を積分してこの積分出力に応じて上
記ＰＷＭ信号の区間電圧を補正する補償手段とからなる
デッドタイム補償回路を各相毎に備えたものである。
【０００８】
【作用】而して本発明によれば、デッドタイムの期間に
おいて、ＰＷＭ信号の区間電圧を、インバータ部の対の
スイッチング素子の接続点の電位に応じて補正すること
ができ、その結果デッドタイムに殆ど影響されないイン
バータ部の出力電圧波形を得ることができる。
おいて、ＰＷＭ信号の区間電圧を、インバータ部の対の
スイッチング素子の接続点の電位に応じて補正すること
ができ、その結果デッドタイムに殆ど影響されないイン
バータ部の出力電圧波形を得ることができる。
【０００９】
【実施例】以下本発明を実施例により説明する。図１は
Ｕ、Ｖ、Ｗの３相のインバータ装置に実施した一実施例
を示しており、図１では説明を簡単にするためにＵ相の
みを示している。この実施例では、インバータ部を構成
する一対のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路の両
端間に接続した同じ値の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の接続点の電位
を基準にしてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の接続点の電
位の変動を検出する電位検出回路１０と、電位検出回路
１０の検出信号を増幅するバッファ１７と、制御部の信
号形成回路２０の出力からデッドタイムｔを検出するデ
ッドタイム検出回路１１と、このデッドタイム検出回路
１１から出力されるデッドタイムｔの期間に相当するデ
ッドタイム検出信号により動作モードが切り換えられる
サンプルアンドホールド回路１２と、このサンプルアン
ドホールド回路１２の出力を積分する積分回路１３と、
積分回路１３の出力を増幅するバッファ１４と、積分回
路１３で積分できなかった信号成分を除去するフィルタ
回路１５と、フィルタ回路１５の出力により制御部側の
制御信号Ｖｕを補正する補償器１６とから構成されるデ
ッドタイム補償回路を備えている。尚電位検出回路１０
の可変抵抗ＶＲは検出出力レベルを調整するためのもの
である。
Ｕ、Ｖ、Ｗの３相のインバータ装置に実施した一実施例
を示しており、図１では説明を簡単にするためにＵ相の
みを示している。この実施例では、インバータ部を構成
する一対のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路の両
端間に接続した同じ値の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の接続点の電位
を基準にしてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の接続点の電
位の変動を検出する電位検出回路１０と、電位検出回路
１０の検出信号を増幅するバッファ１７と、制御部の信
号形成回路２０の出力からデッドタイムｔを検出するデ
ッドタイム検出回路１１と、このデッドタイム検出回路
１１から出力されるデッドタイムｔの期間に相当するデ
ッドタイム検出信号により動作モードが切り換えられる
サンプルアンドホールド回路１２と、このサンプルアン
ドホールド回路１２の出力を積分する積分回路１３と、
積分回路１３の出力を増幅するバッファ１４と、積分回
路１３で積分できなかった信号成分を除去するフィルタ
回路１５と、フィルタ回路１５の出力により制御部側の
制御信号Ｖｕを補正する補償器１６とから構成されるデ
ッドタイム補償回路を備えている。尚電位検出回路１０
の可変抵抗ＶＲは検出出力レベルを調整するためのもの
である。
【００１０】一方制御部は外部からの周波数設定信号Ｆ
に基づいて周波数指令ｆを出力する演算器２１と、この
演算器２１からの周波数指令ｆによりＶ／Ｆ演算を行な
って電圧指令Ｖを出力するＶ／Ｆ演算器２２と、上記周
波数指令ｆと、電圧指令Ｖによって所定振幅を持つ所定
周波数の正弦波からなる制御信号Ｖｕを発生させる制御
信号発生器２３と、キャリア信号である三角波を出力す
る三角波発生回路２４と、上記補償器１６から出力する
制御信号Ｖｕ’と三角波発生回路２４からの三角波とを
比較して、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をオン、オフさ
せる駆動信号の基本となるパルス幅変調したＰＷＭ信号
を作成する比較器２５と、ＰＷＭ信号から上述したよう
にスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を交互に駆動する駆動信
号Ｕｐ，Ｕｎを作成するオンディレイ回路からなる信号
形成回路２０と、これら駆動信号Ｕｐ，Ｕｎによりスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動するドライバ回路２６と
から構成される。
に基づいて周波数指令ｆを出力する演算器２１と、この
演算器２１からの周波数指令ｆによりＶ／Ｆ演算を行な
って電圧指令Ｖを出力するＶ／Ｆ演算器２２と、上記周
波数指令ｆと、電圧指令Ｖによって所定振幅を持つ所定
周波数の正弦波からなる制御信号Ｖｕを発生させる制御
信号発生器２３と、キャリア信号である三角波を出力す
る三角波発生回路２４と、上記補償器１６から出力する
制御信号Ｖｕ’と三角波発生回路２４からの三角波とを
比較して、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をオン、オフさ
せる駆動信号の基本となるパルス幅変調したＰＷＭ信号
を作成する比較器２５と、ＰＷＭ信号から上述したよう
にスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を交互に駆動する駆動信
号Ｕｐ，Ｕｎを作成するオンディレイ回路からなる信号
形成回路２０と、これら駆動信号Ｕｐ，Ｕｎによりスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動するドライバ回路２６と
から構成される。
【００１１】而して、本実施例では信号形成回路２０か
らの駆動信号Ｕｐ，Ｕｎの否定論理積をデッドタイム検
出回路１１のナンド回路１１ａにてとった後積分するこ
とによりデッドタイムｔの期間に対応して若干遅れたデ
ッドタイム検出信号がサンプルアンドホールド回路１２
に出力される。サンプルアンドホールド回路１２はデッ
ドタイム検出信号が入力している期間中、電位検出回路
１０の検出信号をバッファ１７を介して積分回路１３に
入力する。つまりデッドタイムｔ中においてダイオード
Ｄ1 がオンしている期間の正のパルス状の出力電圧及び
ダイオードＤ2 がオンしている期間の負のパルス状の出
力電圧が積分回路１３に入力して積分され、その積分さ
れた積分出力はバッファ１４及びフィルタ回路１５を介
して補償器１６に補正信号Ｃｕとして入力する。
らの駆動信号Ｕｐ，Ｕｎの否定論理積をデッドタイム検
出回路１１のナンド回路１１ａにてとった後積分するこ
とによりデッドタイムｔの期間に対応して若干遅れたデ
ッドタイム検出信号がサンプルアンドホールド回路１２
に出力される。サンプルアンドホールド回路１２はデッ
ドタイム検出信号が入力している期間中、電位検出回路
１０の検出信号をバッファ１７を介して積分回路１３に
入力する。つまりデッドタイムｔ中においてダイオード
Ｄ1 がオンしている期間の正のパルス状の出力電圧及び
ダイオードＤ2 がオンしている期間の負のパルス状の出
力電圧が積分回路１３に入力して積分され、その積分さ
れた積分出力はバッファ１４及びフィルタ回路１５を介
して補償器１６に補正信号Ｃｕとして入力する。
【００１２】補償器１６は制御部の制御信号発生器２３
からの制御信号Ｖｕに補正信号Ｃｕを加えて制御信号Ｖ
ｕの振幅を加減補正し、その補正した制御信号Ｖｕ’を
出力する。この制御信号Ｖｕ’はデッドタイムｔの期間
の影響を補正した制御信号となり、この制御信号Ｖｕ’
とキャリア信号である三角波とに基づいて比較器２５で
はデッドタイムｔが補正されたＰＷＭ信号を作成する。
このＰＷＭ信号は時間軸を区切った微小区間における電
圧が上記制御信号Ｖｕ’により補正されており、この補
正されたＰＷＭ信号で作成した駆動信号Ｕｐ，Ｕｎによ
りスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をオンオフ駆動すると、
デッドタイムｔによる影響を殆ど受けない波形の出力電
圧Ｕを発生させることができるのである。
からの制御信号Ｖｕに補正信号Ｃｕを加えて制御信号Ｖ
ｕの振幅を加減補正し、その補正した制御信号Ｖｕ’を
出力する。この制御信号Ｖｕ’はデッドタイムｔの期間
の影響を補正した制御信号となり、この制御信号Ｖｕ’
とキャリア信号である三角波とに基づいて比較器２５で
はデッドタイムｔが補正されたＰＷＭ信号を作成する。
このＰＷＭ信号は時間軸を区切った微小区間における電
圧が上記制御信号Ｖｕ’により補正されており、この補
正されたＰＷＭ信号で作成した駆動信号Ｕｐ，Ｕｎによ
りスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をオンオフ駆動すると、
デッドタイムｔによる影響を殆ど受けない波形の出力電
圧Ｕを発生させることができるのである。
【００１３】従ってこの補正されたＰＷＭ信号で作成し
た駆動信号Ｕｐ，Ｕｎによりスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 をオンオフ駆動すると、デッドタイムｔによる影響を
殆ど受けない波形の出力電圧Ｕを発生させることができ
るのである。ところで上記実施例では三角波発生回路２
４及び制御信号発生器２３を用いて夫々により発生させ
た三角波、制御信号Ｖｕを比較することによりＰＷＭ信
号を作成しているが、所定のキャリア周波数の三角波と
所定振幅の所定周波数の正弦波とを夫々演算により求め
て想定し、その想定結果に基づく比較演算を行なって所
定のＰＷＭ信号を作成するソフトウェア処理の手法を用
いても良く、この場合補正値が補償器１６から与えられ
ると、上記演算結果に基づいて制御信号Ｖｕの演算想定
を補正して、補正されたＰＷＭ信号を得る処理が為され
る。
た駆動信号Ｕｐ，Ｕｎによりスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 をオンオフ駆動すると、デッドタイムｔによる影響を
殆ど受けない波形の出力電圧Ｕを発生させることができ
るのである。ところで上記実施例では三角波発生回路２
４及び制御信号発生器２３を用いて夫々により発生させ
た三角波、制御信号Ｖｕを比較することによりＰＷＭ信
号を作成しているが、所定のキャリア周波数の三角波と
所定振幅の所定周波数の正弦波とを夫々演算により求め
て想定し、その想定結果に基づく比較演算を行なって所
定のＰＷＭ信号を作成するソフトウェア処理の手法を用
いても良く、この場合補正値が補償器１６から与えられ
ると、上記演算結果に基づいて制御信号Ｖｕの演算想定
を補正して、補正されたＰＷＭ信号を得る処理が為され
る。
【００１４】
【発明の効果】本発明は、上述のように構成した誘導電
動機用インバータ装置において、対のスイッチング素子
の中間電位を基準として、対のスイッチング素子の接続
点の電位を検出する電位検出回路と、対のスイッチング
素子が共にオフするデッドタイムを検出するデッドタイ
ム検出回路と、デッドタイム検出回路のデッドタイム検
出中に電位検出回路の出力を積分してこの積分出力に応
じてＰＷＭ信号の区間電圧を補正する補償手段とからな
るデッドタイム補償回路を各相毎に備えたので、デッド
タイムの期間に対応して、ＰＷＭ信号の区間電圧をイン
バータ部の対のスイッチング素子の接続点の電位に応じ
て補正することができ、その結果デッドタイムに殆ど影
響されない波形の出力電圧をインバータ部から発生させ
ることができるという効果を奏する。
動機用インバータ装置において、対のスイッチング素子
の中間電位を基準として、対のスイッチング素子の接続
点の電位を検出する電位検出回路と、対のスイッチング
素子が共にオフするデッドタイムを検出するデッドタイ
ム検出回路と、デッドタイム検出回路のデッドタイム検
出中に電位検出回路の出力を積分してこの積分出力に応
じてＰＷＭ信号の区間電圧を補正する補償手段とからな
るデッドタイム補償回路を各相毎に備えたので、デッド
タイムの期間に対応して、ＰＷＭ信号の区間電圧をイン
バータ部の対のスイッチング素子の接続点の電位に応じ
て補正することができ、その結果デッドタイムに殆ど影
響されない波形の出力電圧をインバータ部から発生させ
ることができるという効果を奏する。
【図１】本発明の一実施例の要部を示す回路ブロック図
である。
である。
【図２】誘導電動機用インバータ装置の基本的回路構成
図である。
図である。
【図３】従来例の動作説明用波形図である。
１０ 電位検出回路 １１ デッドタイム検出回路 １２ サンプルアンドホールド回路 １３ 積分回路 １４ バッファ １５ フィルタ回路 １６ 補償器 ２０ 信号形成回路 ２３ 制御信号発生器 Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子 Ｒ1 ，Ｒ2 抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】フライホールダイオードが夫々逆並列に接
続されたスイッチング素子をブリッジ接続して形成され
たインバータ部と、インバータ部の出力電圧が正弦波と
なるように形成されたＰＷＭ信号を作成するとともにこ
のＰＷＭ信号から互いに逆相の駆動信号を作成し、この
駆動信号により各相の対のスイッチング素子を所定の位
相角度のずれを持たして交互にオンオフさせ、夫々の対
のスイッチング素子の接続点間に接続された誘導電動機
に出力電圧を印加させる制御部とからなる誘導電動機用
インバータ装置において、対のスイッチング素子の中間
電位を基準として、対のスイッチング素子の接続点の電
位を検出する電位検出回路と、対のスイッチング素子が
共にオフするデッドタイムを検出するデッドタイム検出
回路と、デッドタイム検出回路のデッドタイム検出中に
電位検出回路の出力を積分してこの積分出力に応じて上
記ＰＷＭ信号の区間電圧を補正する補償手段とからなる
デッドタイム補償回路を各相毎に備えたことを特徴とす
る誘導電動機用インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3337187A JPH05176594A (ja) | 1991-12-19 | 1991-12-19 | 誘導電動機用インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3337187A JPH05176594A (ja) | 1991-12-19 | 1991-12-19 | 誘導電動機用インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05176594A true JPH05176594A (ja) | 1993-07-13 |
Family
ID=18306270
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3337187A Pending JPH05176594A (ja) | 1991-12-19 | 1991-12-19 | 誘導電動機用インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05176594A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003033043A (ja) * | 2001-07-18 | 2003-01-31 | Ebara Densan Ltd | インバータ装置 |
| JP2003047256A (ja) * | 2001-07-27 | 2003-02-14 | Ebara Densan Ltd | インバータ装置 |
| JP2012016268A (ja) * | 2010-06-29 | 2012-01-19 | Schneider Toshiba Inverter Europe Sas | Ｐｗｍ制御のデッドタイムを補償する制御方法およびシステム |
| DE112012002681B4 (de) | 2011-06-28 | 2018-06-14 | Uchiya Thermostat Co., Ltd. | Motorschutzschalter |
| CN113162425A (zh) * | 2021-04-13 | 2021-07-23 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于控制有源钳位反激开关电源的死区时间的装置和方法 |
-
1991
- 1991-12-19 JP JP3337187A patent/JPH05176594A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003033043A (ja) * | 2001-07-18 | 2003-01-31 | Ebara Densan Ltd | インバータ装置 |
| JP2003047256A (ja) * | 2001-07-27 | 2003-02-14 | Ebara Densan Ltd | インバータ装置 |
| JP2012016268A (ja) * | 2010-06-29 | 2012-01-19 | Schneider Toshiba Inverter Europe Sas | Ｐｗｍ制御のデッドタイムを補償する制御方法およびシステム |
| DE112012002681B4 (de) | 2011-06-28 | 2018-06-14 | Uchiya Thermostat Co., Ltd. | Motorschutzschalter |
| CN113162425A (zh) * | 2021-04-13 | 2021-07-23 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于控制有源钳位反激开关电源的死区时间的装置和方法 |
| CN113162425B (zh) * | 2021-04-13 | 2025-02-14 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于控制有源钳位反激开关电源的死区时间的装置和方法 |
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