JPH0218700Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、２相交流サーボモータ用の増幅器の
特性を自動測定する２相交流サーボモータ用増幅
器の特性試験装置に関するものである。

記録計などに用いられる位置制御用サーボ機構
に２相交流サーボモータが使用される場合があ
る。このサーボモータは一定振幅の交流の励磁信
号が与えられる励磁コイルと制御信号の与えられ
る制御コイルとの２相のコイルを具備する。前記
制御信号はサーボモータに前置される増幅器から
出力され、サーボモータの回転速度及び回転方向
を制御する信号である。このような制御信号を送
出する増幅器においては、オフセツト電圧、残り
電圧、ゲインおよび最大出力電圧などが重要特性
として挙げられる。従来より、増幅器のこれらの
特性の測定は、交流サーボモータの状態（回転速
度および回転方向）を目視で観察しながら増幅器
に与える入力を手動で調節して行なわれていた。
この場合には測定精度が悪いとか測定に手間取る
などの欠点があつた。

本考案は、このような点に鑑みてなされたもの
で、２相交流サーボモータを使用することなくモ
ータに等価な回路を用いることにより増幅器の各
特性を自動的に測定することのできるサーボモー
タ用増幅器の特性試験装置を提供しようとしたも
のである。

以下図面を用いて本考案を詳説する。第１図は
本考案に係るサーボモータ用増幅器の特性試験装
置の一実施例を示す電気的構成説明図である。第
１図において、１は２相交流サーボモータ用の被
試験の増幅器、２は位相検波回路、３は減算器、
４は積分器、５は除算器、６は平均値整流回路で
ある。

増幅器１は入力端に印加される積分器４の出力
信号（直流電圧）に応じて交流信号（２相サーボ
モータの励磁入力と±90゜位相をずらして変調さ
れている正弦波である）を出力するものである。
この交流信号（つまり制御信号）の振幅は入力信
号の大きさに比例し、またその位相は２相交流サ
ーボモータの励磁入力と±90゜ずれているがどち
らの極性をとるかは入力信号の極性による。

位相検波回路２は２相交流サーボモータの等価
回路で（なぜ等価回路となり得るかは後述する）、
その一方の入力端には増幅器１の出力（２相交流
サーボモータへの制御信号）が入力され、他方の
入力端には２相交流サーボモータへの励磁信号に
相当する信号が入力される。減算器３は位相検波
回路２の出力と基準値V_refとの差を積分器４に与
えるものである。

除算器５はその分子入力端が位相検波回路２の
出力端に、分母入力端は積分器４の出力端にそれ
ぞれ接続され、位相検波回路２の出力を積分器４
の出力で除算するものである。平均値整流回路６
は増幅器１の交流信号を直流化するもので、その
入力端は増幅器１の出力端に接続されている。次
に、位相検波回路２の原理を説明する。第２図は
位相検波回路２の一具体例を示す構成説明図であ
る。第２図において、２１は掛算器で、入力e₁
（２相交流サーボモータへの制御信号に相当）と
基準入力e₂（２相交流サーボモータへの励磁信号
に相当）とを掛算するものである。

２２は伝達関数が１／（１＋T₁・Ｓ）の一次
遅れ回路で、その入力端は掛算器の出力端に接続
されている。ここで、入力e₁と基準入力e₂とがそ
れぞれ次のように表わされるものとする。

e₁＝e_s（ｔ）sin（ω_c・ｔ＋φ） (1) e₂＝Asinω_c・ｔ (2) ただし、e_s（ｔ）はe₁の波高値であると共に、
ω_cに比較して非常に低い周波数成分を含む信号
である。

また、Ａは定数、ωcは角速度、φは位相であ
る。

掛算器２１の出力e₁₂は e₁₂＝e_s（ｔ）・Ａ・sin（ω_c・ｔ＋φ） ×sinω_c・ｔ e_s（ｔ）・Ａ・cosφ ＋e_s（ｔ）・Ａ・（sin（ω_c・ｔ） ×cos（ω_c・ｔ）sinφ −cos²（ω_c・ｔ）cosφ） ……(3) となり、この出力信号が１次遅れ回路２２に与え
られる。ここで１次遅れ回路２２の時定数T₁を
１／T₁≪ω_cとなるように選定すれば、回路２２
の出力Ｙはω_c・ｔを含む項が１次遅れ回路２２
によつてろ波されて減衰するため、次式で近似さ
れる。

Ｙ＝Ａ・cosφ／１＋T₁・Ｓ・e_s（ｔ） (4) ただし、Ｓはラプラスの演算子である。

第３図に示すものは２相交流サーボモータのブ
ロツク線図であり、制御コイルに与えられる制御
信号e_cは伝達関数K_Tの伝達要素３１を介して伝
達関数K_n／（１＋T_n・Ｓ）の１次遅れ回路３２
に与えられる。

なお、本考案では２相交流サーボモータの最終
出力をモータの回転速度としているが、その理由
は次の通りである。２相交流サーボモータのモー
タ変位は、残電圧やオフセツト電圧により発生す
るモータ回転速度を積分したものであり、その値
は変位の初期値やテストの過渡状態によつて変化
する。したがつて、２相サーボモータの最終出力
をモータ変位とするのは本考案の目的のためには
極めて不都合であり、ここではモータ回転速度を
最終出力とするのが適切である。

さて、前記１次遅れ要素３２の出力はモータ
の回転速度であつて、次のように表わされる。

＝Km・K_T／１＋Tm・Ｓ・e_c ＝Km・K₀・e_r・sinα／１＋Tm・Ｓ・e_c ……(5) ただし、 K_T＝K₀・e_r・sinα K₀：定数 e_r：励磁信号（正弦波）の波高値 一定値） e_c：制御信号（増幅器の出力＝正弦波）の波高
値 α：励磁信号と制御信号との位相差 K_n：定数 T_n：時定数 ここで、位相検波回路の各構成要素を調整し
て、 φ＝α−90゜ Ａ＝K_n・K₀・e_r T₁＝T_n となるようにすれば、前記(4)式と(5)式は同形とな
り、e_cはe_s（ｔ）に、はＹにそれぞれ対応し、
位相検波回路２は２相交流サーボモータに等価と
なる。

なお、このような位相検波回路の具体例を第４
図に示す。掛算器２１において、Ａ１は演算増幅
器で、入力抵抗R₁と帰還抵抗R₂を備え、入力e₁
を反転増幅する反転増幅器となつている。この反
転増幅器の出力は抵抗R₄を介してFETQ₁に導か
れる。また、FETの出力には十分大きい抵抗値
の抵抗R₅を介して入力e₁が導かれている。

ダイオードD₁，D₂は、逆並列接続してFETの
入力端とコモンライン間に接続しており、これに
よりFETには約±0.5Vより小さい電圧しか印加
されないようになつている。

Q₂はpnp型のトランジスタで、そのベースには
抵抗R₆を介して基準入力e₂が加えられ、またベ
ース・エミツタ間にはダイオードD₃が接続され
ベースに電流が流れ込む場合にはこれを分枝させ
るように作用する。また、トランジスタQ₂のエ
ミツタはコモンライン（OVライン）に接続さ
れ、コレクタには抵抗R₇を介して負の電圧−V_E
が印加されている。そしてコレクタ出力は前記
FETのゲートに導かれている。

このような掛算器において、トランジスタQ₂
のコレクタ電圧はサーボモータの励磁信号に相当
する基準入力e₂が正のときは−V_E、負の場合に
はe₂に対応した負の電圧となる。このコレクタ電
圧がFETのゲートに印加されるが、−V_Eが印加さ
れた場合にはFETはオフ状態となり（FETのド
レイン・ソース間は約0.5Vである）、抵抗R₅を介
して入力e₁に対応した電流のみが出力される。
（ただし、この電流は十分小さい）。

そして基準入力e₂が負の場合にはそれに対応す
るコレクタ電圧（OVに近い負の電圧となる）が
FETのゲートに印加されるためFETは能動域に
入り、入力e₁が正のときの電圧に対応した電流に
対して増幅作用を行なう。なお、このとき抵抗
R₅を介して電流が出力されるが、この電流値は
十分小さい。

これにより、入力e₁が正のときでかつ基準入力
e₂が負のときのみ両信号の掛算が行なわれ、した
がつて、ほぼ掛算値に対応する電流（脈流）が出
力される。

１次遅れ回路２２は、演算増幅器Ａ２の帰還路
に抵抗R₈とコンデンサC₁の並列接続回路が接続
され、伝達関数が１／（１＋T₁）でしかも時定
数T₁が１／T₁《ω_cとなるように調整されたもので
あり、前記FETの出力をろ波し、前記(4)式で表
わされる出力電圧Ｙを得る。

このような位相検波回路２と積分器４と増幅器
１のフイードバツクループにおいては、減算器３
の出力が零になるように自動制御される。すなわ
ち、積分器の直流利得は無限大とみなせるから、
位相検波回路２の出力Ｙと基準値V_refとが一致す
るように積分器４の出力Ｘが増幅器１に与えられ
る。つまり基準値V_refによつて２相交流サーボモ
ータの回転数を指定することができる。

各特性の測定は次のようにして行われる。

なお、モータの回転速度は、前記式(5)に見られ
るように増幅器の出力電圧（制御信号e_c）のみな
らず、励磁信号と制御信号の位相差αにも関係す
る。したがつて、以下のオフセツト電圧、残電
圧、ゲインおよび最大出力電圧の各実効的な値の
測定においては、波高値とsin αの積である位相
検波回路の出力に基づいた値をそれぞれ観測する
必要がある。

(イ) オフセツト電圧の測定 増幅器１のゲインを最大にした状態で、モー
タの回転が停止する場合に相当する基準値V_ref
が０の時の増幅器１の入力電圧Ｘを測定する。

(ロ) 残電圧の測定 前記(イ)項の状態における増幅器１の出力を平
均値整流回路６によつて読み取る。

(ハ) ゲインの測定 除算器５の出力Ｚを読む。この場合、増幅器
１が飽和しない範囲で基準値V_refをできる限り
大きな値に設定すれば、除算器５における演算
誤差が小さくなり、有利である。

(ニ) 最大出力電圧の測定 基準値V_refを予想される増幅器１の最大出力
電圧よりはるかに大きな値に設定し、このとき
の位相検波回路２の出力Ｙまたは平均値整流回
路６の出力AVを読む。

このようにして増幅器１の重要特性を自動的に
測定することができる。

以上説明したように、本考案のサーボモータ用
増幅器の特性試験装置によれば、２相交流サーボ
モータを接続することなくそのモータと等価な位
相検波回路を用い、更に、被試験の増幅器と、位
相検波回路と、この位相検波回路の出力を基準値
とつき合わせてその差を積分する積分器とでフイ
ードバツクループを構成することにより、増幅器
の各重要特性、すなわちオフセツト電圧、残電
圧、ゲイン、最大出力電圧を、基準値V_refの設定
によつて容易に自動測定することができ、増幅器
の調整あるいは検査などに有効に利用できる利点
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案に係るサーボモータ用増幅器の
特性試験装置の一実施例を示す電気的構成説明
図、第２図は第１図装置に使用する位相検波回路
の一実施例を示す構成説明図、第３図は２相交流
サーボモータのブロツク線図、第４図は位相検波
回路の具体例を示す構成図である。 １……増幅器、２……位相検波回路、３……減
算器、４……積分器、５……除算器、６……平均
値整流回路、２１……掛算器、２２……１次遅れ
回路。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 直流電圧を受け、その極性に応じて２相交流サ
   ーボモータの励磁信号に対して＋90゜または−90゜
   位相変調され、波高値が前記直流電圧の大きさに
   対応した正弦波の制御信号を出力する２相交流サ
   ーボモータ用増幅器の特性を試験するための装置
   であつて、 前記２相交流サーボモータ用増幅器の出力信号
   と前記励磁信号との掛算値に対応した出力を得る
   掛算器と、伝達関数が１／（１＋T₁・Ｓ）［ただ
   し、T₁は時定数、Ｓはラプラスの演算子、１／
   T₁が前記増幅器の出力信号の角速度ω_Cより十分
   小さい］で表わされ掛算器の出力をろ波する１次
   遅れ回路よりなり、前記２相交流サーボモータ用
   増幅器の出力に相当する入力信号e₁と２相交流サ
   ーボモータの励磁信号に相当する入力信号e₂が下
   記(1)および(2)式で表わされるとき、下記(3)式で表
   わされる２相交流サーボモータの回転速度に対応
   した出力Ｙを送出する位相検波回路と、 この位相検波回路の出力と、外部より与えられ
   る回転速度に対応する基準値との差を積分し、積
   分出力を前記２相交流サーボモータ用増幅器に与
   える積分器と、 前記位相検波回路の出力を前記積分器の出力で
   除算する除算器と、 前記２相交流サーボモータ用増幅器の出力を整
   流してその平均値を求める平均値整流回路 を具備し、前記基準値を適宜設定して等価的に２
   相交流サーボモータの回転速度を制御し、前記積
   分器、平均値整流回路、除算器、位相検波回路の
   各出力を測定することにより、２相交流サーボモ
   ータ用増幅器のオフセツト電圧、残電圧、ゲイ
   ン、最大出力電圧をそれぞれ測定することができ
   るようにしたことを特徴とするサーボモータ用増
   幅器の特性試験装置。 e₁＝e_s（ｔ）sin（ω_c・ｔ＋φ） (1) e₂＝Asinω_c・ｔ (2) ただし、Ａは定数、ω_cは角速度、φは位相 Ｙ＝Ａ・cosφ／１＋T₁・Ｓ・e_s（ｔ） (3)