JPH02188005A

JPH02188005A - 可制御直交発振器

Info

Publication number: JPH02188005A
Application number: JP1307372A
Authority: JP
Inventors: Wolfdietrich G Kasperkovitz; ウォルフディートリッヒ・ゲオルグ・カスパーコビッツ
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1988-11-28
Filing date: 1989-11-27
Publication date: 1990-07-24
Also published as: NL8802916A; EP0371549A1; US4973920A; KR900008757A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、位相が直角の一対の発振器信号を供給する一
対の発振器出力端と、再生ループの中に組み込まれた２
個の直交セクションのカスケード回路とを有し、前記２
個の直交セクションの一方が前記２個の発振器出力端の
間に配置されかつ前記ループの再生状態において９０″
の位相シフトを与える、可制御直交発掘器に関するもの
である。

このような可制御直交発掘器は、例えば米国特許箱３，
９３６，７７３号によって知られている。

２個の直交セクションのカスケード回路は、直交セクシ
ョンと帰還に対して形成されるループの利得が一定であ
る周波数で出力端から入力端に再生的に帰還される。そ
して９０″の位相シフトは２個の直交セクションの各々
において発生する。この目的のために既知の直交発振器
の２個の直交セクションの各々は、積分器とアナログ・
マルティプライアを有している。

所定の周波数範囲内の各周波数に対しては、積分器によ
って９０″の位相シフトが得られ、一方その周波数範囲
内の所望の周波数に対するループ利得は、２個の直交セ
クションの各々の当該アナログ・マルティプライアによ
っである値に制御される。

発振器の制御範囲はこの周波数範囲により決まり、かつ
それ自身はかなり狭いので（実際上、積分器は僅かな周
波数でしか正確な９０°の位相シフトを実現することが
出来ない）、既知の直交発振器には、２個の直交セクシ
ョンの一方の出力信号の賑輻制御部分がその人力信号に
加えられる位相補正回路が設けられている。これにより
発振制御範囲を一定量増加させることは出来るが、実際
上既知の発振器の制御範囲の最大値の上限は１００ｋＨ
ｚのオーダでしかなく、しかも２個の位相直交発振器信
号の間の位相直交関係が不必要に大きくずれることは前
述の位相補正回路では防止することは出来ない。さらに
既知の発振器は低周波発振に対してかなり大きな時定数
を必要とする。そのような大きな時定数を集積回路で実
現するためにはチップ表面をかなり大きく取らなければ
ならないので、既知の発振器は特に低周波に関して集積
化に適していない。

本発明の目的は、２個の位相直交発振器信号の間に従来
の装置に比べてより正確な位相直交関係を与え、かつそ
の関係が周波数下限から周波数上限までの、既知の直交
発振器の周波数範囲のそれよりも各々数倍低くかつ負に
にもなり得、あるいはそれの数倍にも高くなり得る周波
数範囲で維持されることが可能な、集積化可能である直
交発振器を提供することにある。

従って、第一パラグラフで述へた型の本発明の可制御直
交発掘器の特徴とするところは、少なくとも当該直交セ
クションが入力端子と出力端子との間の信号路内に配置
された２個のステージのカスケード回路を有し、一方の
ステージがローパス特性を有する第一増幅器を有し、か
つ他方のステージがローパス特性を有する第二増幅器を
有し、当該第二増幅器が帰還路を有し、かつ前記２個の
増幅器の少なくとも一方のそれの利得が、前記一対のｆ
α相直交発振器信号の周波数制御のために制御すること
が可能である点である。

本発明は、利得が可制御でかつ所定の固定ローパス特性
を有する帰還増幅器は、利得に対応して変化する時定数
を示し、かつこれは別の固定時定数と共に、正しい利得
制御によって直交発振器の直交セクションにおいてこの
実効時定数の正確に９０°までの変動範囲内で所望の周
波数をシフトさせるのに特に適していると言う認識に基
づいている。

本発明の手段を使用すると、第一増幅器の固定時定数に
よフて得られる位相に加えて、第二増幅器の制御可能な
実効時定数によって制御可能な位相シフトが得られるの
で、所望の周波数に対して合計９０°の位相シフトを得
ることが出来る。第二増幅器の利得は主に所望の周波数
に対して正確に９０°の位相シフトが得られるように調
整される一方、第一増幅器の利得は主にこの周波数に対
してループ利得がある値になるように調整される。その
結果、周波数制御範囲と２個の位相直交発振器信号間の
位相直交関係の精度とが、基本的に既知の直交発振器の
場合よりもより大きくなる。

当該利得調整に対しては、直交セクションの２個の増幅
器の両方を制御する必要は無い。もし、例えば矩形波信
号が使用できる場合またはそれが望ましい場合には、２
個の増幅器の一方のみを制御しかつ他方の増幅器を、増
幅器／リミッタ（クリッパ）とすることで充分である。

その制限モードで動作する増幅器／リミッタは人力信号
振幅に依存する利得を有しているので、可制御増幅器の
利得のみを調整することによりその増幅器／リミッタの
利得を、所望の周波数に対しである値の利得がその直交
セクション全体で得られる様な値に、同時に調整させる
ことが出来る。

本発明の可ｆｆ７制御直交発振器は特に集積回路に適し
ている。何故ならば、集積回路に固有であってかつそれ
らによりローパスフィルター効果が実現できる寄生容量
を使用することが出来るからである。

この目的に対応する本発明の可制御直交発掘器の望まし
い実施例により、当該位相直交関係の精度はさらに増大
させることが出来る。この実施例の特徴とするところは
、他方の直交セクションも最初に述べた前記２個のステ
ージに対応する２個のステージのカスケード回路を有し
、各直交セクションが、前記第一増幅器の信号路と前記
第二増幅器の帰還路とを含む入力端と出力端との間の信
号路を有し、前記第二増幅器の前記信号路が各直交セク
ションの前記入力端及び前記出力端の間の当該信号路の
外側に位置している点である。

周波数制御範囲を史に拡げる場合のそのような可制御直
交発掘器の特徴とする点は、前記２個の直交セクション
の少なくとも前記第二増幅器が一次のローパス特性を有
している点である。

相対的に高い周波数を有する位相直交発振器信号を発生
させるのに特に適している本発明の直交発振器の望まし
い特徴点は、前記２個の直交セクションの各々の前記第
二増幅器が前記帰還路を介して負帰還されていて、かつ
前起発振器周波数を増大させるためには前記２個の直交
セクションの各々における前記第一及び第二増幅器の両
方の利得を増大させまたその逆に前記周波数を減少さす
るためには前記利得を減少させる点である。

前記実施例より低い周波数の位相直交発振器信号を発生
させるのに特に適している本発明の直交発揃器の望ま℃
い特徴点は、前記２個の直交セクションの各々の前記第
二増幅器が前記帰還路を介して正帰還されていて、かつ
前起発振器周波数を増大させるためには前記２個の直交
セクションの各々における前記第一増幅器の利得と前記
第二増幅器のそれとの間の比を増大さまたその逆に前記
周波数を減少させるためにはその比を減少させる点であ
る。

最後に述べた可制御直交発掘器における大きな時定数の
使用を避ける、本発明の可制御直交発掘器の好ましい特
徴点は、前記第二増幅器を有する前記ステージが、ロー
パス特性と固定された利得を有する第三増幅器と共通す
る入力端と、減算ステージの第一入力端に結合されてい
る出力端とを有し、前記第三増幅器の出力端が、前記第
二増幅器を有する当該ステージの出力信号から前記第三
増幅器の前記出力信号を減算するために前記減算ステー
ジの第二入力端に結合されていて、前記第一及び第三増
幅器の３ｄＢ周波数限界が前記第二増幅器のそれよりも
高い点である。

大きな時定数を避ける別の可制御直交発掘器の特徴とす
る点は、ローパス特性と固定された利得を有する第四増
幅器が、その信号路が外側に位置している正帰還路を有
していて、その正帰還路が各直交セクションの前記入力
端及び前記出力端との間の前記信号路に位置していて、
前記第一及び第四増幅器の３ｄＢ周波数限界が前記第二
増幅器のそれよりも高い点である。

スペクトル純度が高く周波数に依存しない振幅を有する
制限波発振器信号を得るために、自動利得制御を有して
いる別の望ましい実施例の特徴とする点は、前記第一増
幅器の利得と前記第二増幅器の利得が等しく、かつ共通
の第一及び第二制御端子での第一及び第二制御信号によ
り同じ方向に各々制御することが出来、そして制御信号
発生回路が一対の発振器出力端と当該第一及び第二制御
端子との間に配置されていて、かつ前記位相直交発振器
信号のベクトル合計の振幅を検知する振幅検知装置を有
していて、当該振幅が前記発振器信号の自動振幅制御の
目的のために前記第一及び第二制御端子に負帰還されて
いる点である。

高調波歪が少ない最後に述べた可制御直交発掘器に於て
、発振器信号の振幅を所望の値に周波数に依存せずに調
整させることは別の望ましい実施例に於て可能である。

それの特徴とする点は、前記振幅検知装置が振幅レベル
制御装置を介して、前記２個の制御端子に結合されてい
て、振幅制御信号り月辰輻制御入力端から当該振幅レベ
ル制御装置に供給され、その信号が前記振幅レベル制御
装置内に於て前記位相直交発振器信号のベクトル合計の
負帰還されるべき当該振幅から減算される点である。

この望ましい実施例を単純に実施する可制御直交発掘器
の特徴とする点は、前記振幅検知装置が、その発掘器出
力端及び加算ステージの２個の入力端に結合されている
第一及び第二二乗回路を有していて、その加算ステージ
が前記レベル制御装置に組み込まれている減算ステージ
を介して前記２個の制御端子に結合されていて、前記振
幅制御信号が、当該減算ステージに於て前記位相直交発
振器信号のベクトル合計の負帰還される当該振幅から減
算される点である。

高調波歪が少ない最後に述べた可制御直交発掘器の周波
数制御をかなり単純化することが更に別の望ましい実施
例により達成される。それの特徴とするところは、周波
数制御装置が前記振幅検知装置と周波数制御信号が周波
数制御入力端から与えられる前記第一及び第二制御端子
との間に配置されていて、当該周波数制御装置が周波数
制御信号に基づいて前記第一及び第二制御信号を相互に
変化させる変調装置を有している点である。

矩形波発振器信号が必要である場合には、例えば前記２
個の部分の各々の前記第二増幅器に増幅器／リミッタ−
回路を組み込むことが可能であり、そしてその制御を省
くことが出来る。２個のセクションの各々における周波
数制御が第一可制御増幅器で第一制御信号のみによって
可能であるので制御信号発生回路も又省略することが出
来る。

その相互位相関係が前記第一制御信号が逆になるときに
符号を逆にする位相直交発振器信号を供給する本発明の
可制御直交発掘器の更に別の実施例の特徴とする点は、
前記振幅検知装置が、振幅制御入力端から振幅制御信号
が当該振幅レベル制御装置に供給される振幅レベル制御
装置を介して、前記２個の制御端子に結合されていて、
その信号が前記振幅レベル制御装置内に於て前記位相直
交発振器信号のベクトル合計の負帰還されるべき当該振
幅から減算される点である。

高調波歪が少ない可制御直交発掘器の場合に於ては変調
装置も又マルティプライア回路を有し、この回路に於て
は前述の周波数制御信号に前記位相直交発振器信号のベ
クトル合計の負帰還されるべき振幅が乗算され、前記周
波数信号の符号の反転により少なくとも前記第一制御信
号の前記符号が反転しその結果前記２個のセクションの
各々における前記第一増幅器の出力信号の符号も逆転す
る。

高調波歪が少ない可制御直交発掘器の実際上の望ましい
実施例の特徴とする点は、本発明によると、前記２個の
直交セクションの各々における前記第一及び第二増幅器
がエミッタ結合されたトランジスタ対及びコレクタ出力
端からベース入力端に各々帰還されているトランジスタ
対であって、それらのエミッタが２個の相等しいエミッ
タ抵抗を介して相互に結合されていて、そして各トラン
ジスタ対が共通エミッタ・リード内に配置されている可
制御電流源に結合されていて、前記第一及び第二直交セ
クションの前記２個のトランジスタ対のコレクタが各々
平衡筒−及び平衡第二発振器出力端に結合されていてか
つ前記第二及び前記第一直交セクションの前記第一増幅
器の前記トランジスタ対のベースに各々結合されている
点である。

０値を含んで連続して周波数制御を行える最後に述べた
直交発振器の特徴とする点は、前記２個の直交セクショ
ンの各々における前記第一増幅器のトランジスタ対の各
コレクタが、コレクタ抵抗及び電圧分割器の並列回路を
介して供給電圧に接続されていて、その電圧分割器が、
前記第二増幅器のトランジスタの対の前記２個のコレク
タの一方が抵抗を介して結合されている共通ノードを有
している２個の直列抵抗を有している点である。

［実施例］本発明をざらに詳細に、本発明を図示するに過ぎず、か
つ相互に対応する部分には同一の参照番号が付されてい
る添付の図面により説明する。

第１図は、２個の同一の直交セクション（以後、簡単に
セクションと呼ぶ）Δ及びＢのカスケード回路を供えた
再生ループを有する本発明の可制御直交発掘器を示す。

このカスケード回路は、旦の出力端０２からインバータ
回路ＩＮＶＩを介してΔの入力端１１に再生的に帰還さ
れている。Δの出力縮重はＨの入力端１２に接続されて
いる。そしてこの出力端Ｏ１はＢの出力端０２と共に、
セクション似こ一対の直交位相発振器信号を供給する一
対の発振器出力端を構成している。各セクションΔ及び
本よ、入力端１１１２と出力端０１，０２との間に２個
のステージのカスケード回路が組み込まれている信号路
を有している。各セクションΔ及び別こおいては、２個
のステージの内の一方は、ローパス特性を有する第一増
幅器ＡＩ、　Ｂｌと、各々帰還路を備えたローパス特性
を有する第二増幅器Ａ２．８２を有している他方のステ
ージとを備えている。

この実施例に於ては、各セクションの第一増幅器ＡＩ、
　８１の入力端は又当該セクションの入力端１１．１２
でもあり、そして第一及び第二増幅器ＡＩ、　Ａ２及び
Ｂｌ、　８２の出力端は各々信号結合回路Ａ３及びＢ３
に結合されている。Ａ３及びＢ３の出力端は各々前記発
振器出力端０１及び０２を構成し、かつ第二増幅器Ａ２
及びＢ２の入力端に帰還される。従って、セクションΔ
、Ｂの信号路は第一増幅器ＡＩ及びＢｌの信号路と第二
増幅器Ａ２．８２の帰還路とによって構成されている。

従って、第二増幅器Ａ２．８２の信号路は当該セクショ
ンΔ、１１の信号路の外側にある。第一及び第二増幅器
ＡＩ、　８１及びＡ２．　Ｂ２は各々第一及び第ニル制
御信号り及び１によって利得ヤ制御される。これらの信
号は後に詳述する制御信号発生回路から各々制御端子１
１及びＬを介して２個の第一増幅器ＡＩ及び８１並びに
第二増幅器Ａ２及びＢ２に共通して与えられる。

今まで記述してきた直交発振器の動作原理を第２Ａから
２０図を参照して明らかにする。第２Ａ図りよ、利得Ｇ
ｈと時定数τｈの一次のローパス特性を有する第一増幅
器Ｇｈｒｈ、及び利得Ｇ１と時定数τｌの一次のローパ
ス特性及び正帰還を有する第二増幅器Ｇ１τ１を有する
、前述のセクションΔ及び旦の各々に対応する１個のセ
クションの基本回路ダイアグラムを示す。２個の増幅器
の出力信号は信号結合回路Ｓで正帰還により一緒に結合
される。

第２Ｂ図は利得が異なる状況Ｇ旧からＧｈ３までの第一
増幅器Ｇｈｒｈの利得特性を示す。この第一増幅器ステ
ージの利得変化は所定の周波数でこの第一増幅器の出力
信号の振幅のみに影響を及ぼし、その位相には影響を及
ぼさないことが判る。

第２Ｃ図は、第二正帰還増幅器が設けられているステー
ジ（このステージを以後第二増幅ステージと呼ぶ）の利
得特性を示す。つまり、これは利得Ｇ１が異なる３個の
状況において第一増幅器Ｇｈｒｈの出力端に位置する信
号結合回路Ｓの入力端からそのセクションの出力端に測
定されたものである。これによりτ１が一定であるにも
かかわらず利得調整により（本例の場合ＴＩとＴ３の間
での利得調整Ｇ１１−６１３）実効的な時定数が発生す
ることが判る。このステージの利得変化は、所定の周波
数で第二増幅ステージの出力信号の振幅と位相の両方に
影響を及ぼす。従って、第二増幅器の正しい利得調整に
よりこの第二増幅ステージの位相シフトを発生させる可
能性が生じる。これにより、所定周波数で第一増幅ステ
ージの位相シフトに加えて合計９０’の位相シフトがそ
のセクション全体で得られる。この時時定数τ１及びτ
ｈは相違していて、少なくとも１０χ互いにずれている
ことが望ましい。第一増幅ステージの正しい利得調整に
よって、この周波数に対して第二増幅ステージの利得と
共にこのセクション全体でその利得が発生する様な利得
を得ることが出来る。

２個のステージの各々の、第一及び第二増幅器の間の利
得の比を変えることによって周波数制御を行うことが出
来る。矩形波の発振器信号が必要な場合、又はより一般
的には発振器信号の形状がそれほど重要でない場合には
、各セクションの２個の増幅器の内の一方を可制御増幅
器とし、他方を非制御増幅器／リミッタ、例えばクリッ
パを結合させた増幅器、とすることで充分である。例え
ば、２個のステージの各々の第一増幅器をこの目的に選
択すれば、°各ステージの第二増幅器の利得のみを周波
数制御のために制御すれば良い。事実、ループ動作によ
る第二増幅器の利得制御によって、第一の非制御増幅器
／リミッタの利得を所望の周波数での発振に必要となる
値に自動的に調整することが出来る。

しかしながら、広い周波数範囲に渡って高調波歪を低く
抑える必要がある場合には、各ステージの２個の増幅器
の利得は、所望の周波数での発振条件を実現するための
第一及び第二増幅器の間の正しい利得比を調整する際、
非線形性が発生しないように制御されなければならない
。制御信号り及び１の間の比を単純な方法で調整するた
めには、第１図で示されるように、制御発生回路区が使
用される。この回路は、発振出力端０１，０２と前述の
制御端子■及びＬどの間に配置され、直交位相発振器信
号ａ及びｈのベクトル合計の振幅を検知する振幅検知装
置ＳＱＩ、　ＳＯ２，Ｓを有している。この後には振幅
調整装置りが続き、これはインバータ回路ＩＮＶ２を介
して周波数側ｍ装置の第一及び第二変調型別及びＭ２の
第一入力端に結合されている。周波数制御信号「と参照
レベルｆｒｅｔが、これらの２個の変調型別及びＭ２の
第二入力端１ｆ及び１ｆｒｅｆを介してこの周波数制御
装置に与えられ、その結果これらの信号は旧及びＭ２の
出力端で前述した制御信号り及び１となって、ル制御端
子■及びＬに与えられる。振幅検知装置ＳＱＩ、　ＳＯ
２，Ｓは第一及び第二二乗演算器ＳＱＩ及びＳＯ２を有
し、これらの演算器の入力端はＯｌ及び０２での発振器
信号ａ及びｂを各々二乗するために発振器出力端Ｏ１及
び０２に結合されている。これらの演算器の出力端はａ
及びｂのベクトル合計の振幅（以後単純に発振の振幅と
呼ぶ）の値（ａ２＋ｂ２）を得る加算回路Ｓに接続され
ている。所定の値での発振の振幅を安定化させる自動利
得制御は、インバータ回路Ｉ　ＮＶ２を介して２個の制
ｇｉ端子Ｈ，Ｌの各々にこの発振の振幅を負帰還させる
ことによって得られる。

負帰還される発振の振幅から調整可能な振幅レベルを加
算回路Ｓの出力端で減算することによって、出力端０１
及び０２で位相直交発振器信号ａ及びｂの振幅を所望の
固定された値に調整させることが可能である。この目的
のために加算回路Ｓは振幅調整装置りとして機能する減
算ステージに結合され、このステージには振幅制御入力
端１ａを介してｔｉ＠制御信号が与えられ、負帰還され
る最後に述べた発振の振幅からこの振幅制御信号が減算
される。

周波数制御に必要となる制御信号り及びＩの比の制御は
、固定された参照レベルｆｒｓｆに対して周波数信号ｆ
を変化させることによって行われ、これにより１ＮＶ２
の出力信号、つまり負帰還される発振の振幅が振幅変調
され、第一及び第二変調型別及びＭ２で各々参照レベル
に調整される。周波数制御信号ｆが正又は負である場合
には、少なくとも第一変調型別及び第一可制御増幅器Ａ
Ｉ及びＢ１の各々はマルティプライア回路とすべきであ
る。これにより制御信号りと第一可制御増幅器ＡＩ及び
８１の出力信号とは、周波数制御信号「が負になるとき
負になる。

この時、直交発振器は、　「正」の周波数と、　「負」
の周波数とを発生させることが出来る。この場合、Ｏｌ
及び０２での発振器の出力信号ａ及びｂの間の９０°の
位相差は各々符号を反転させることが出来、この機能を
使用しない場合には、可制御増幅器又はアッテネータを
旧及びＭ２の変調器に使用することが出来る。旧の出力
信号は次いで制御信号りとして制御端子Ｈに与えられ、
一方変調器Ｍ２で周波数参照信号「２．「により所定の
固定された参照レベルとなった１ＮＶ２の出力信号は制
御信号１として制御端子１、に与えられる。

加算回路Ａ３．８３及び加算回路Ｓ並びに減算ステージ
Ｄの動作は、各々インバータ回路ＩＮＶＩ及び１ＮＶ２
のそれに結合させるか、又はこれらのインバータ回路Ｉ
ＮＶＩ及びＩ　ＮＶ２を発振ループ及び制御ループの各
々の他の場所に配置させることが出来ることは明らかで
ある。

図示の実施例においては２個のセクションΔ及びＢの第
二増幅器はＡ３及びＢ３を介して正帰還されている。こ
の実施例は、第二増幅器Ａ２及びＢ２のローパス特性の
３ｄｂ共鳴周波数以下に主に存在する周波数制御範囲の
発振周波数を発生させるのに特に適している。これらの
第二増幅器Ａ２及びＢ２のローパス特性が集積化した場
合に必ず発生する寄生効果により得られる場合には、こ
の３ｄｈの共鳴周波数（以後ｆ１と称する）は数十阿ｔ
ｌｚとなり、周波数制御範囲を非常に低い周波数からｆ
ｌのオーダまで（正及び負の両方で）拡げる事が出来る
。

しかしながら、２個のセクションΔ及びＢの各々の第二
増幅器Ａ２及びＢ２に負帰還を与えることも可能である
。この目的の場合この信号結合回路Ａ３及びＢ３には減
算回路が使用されるべきである。これらの減算回路にお
いては第二増幅器Ａ２．８２の出力信号は、２個のセク
ションの各々の第一増幅器ＡＩ。

８１の出力信号から減算されるか又は負の符号と共に加
算されるべきである。この結果可制御直交発掘器の周波
数制御範囲は主に前記３ｄｂ共鳴周波数ｆ１以上となり
、この実施例は非常に高い発振周波数に特に適するもの
となる。

第３図は、正帰還された第二増幅器Ａ２及びＢ２を有す
る第１図の位相直交発振器の、特に集積化に向く、第一
の平衡型具体例を示す。ローパス特性は集積化に固有な
寄生要素の結果として、各々の増幅器に形成される。こ
の実際的な実施例においてはΔの第一及び第二増幅器Ａ
Ｉ及びＡ２は、トランジスタの対Ｔｌ、　Ｔ２及びＴ３
．　Ｔ４により各々実現され、Ｂの第一及び第二増幅型
別及びＢ２は各々トランジスタの対Ｔ５．　Ｔ６及びＴ
７．　Ｔ８により実現される。ＴＩ及びＴ２並びにＴ５
及びＴ６のエミッタは各々制御されたエミッタ電流源Ｉ
ＡＩ及び１８１に共通に接続され、一方Ｔ３及びＴ４並
びにＴ７及びＴ８のエミッタは相等しいエミッタ抵抗Ｒ
ｅを介して、共通に制御されたエミッタ電流源ＩＡ２及
び１８２に各々接続されている。エミッタ抵抗Ｒｅは第
二増幅器Ｔ３．　Ｔ４及びＴＶ、　Ｔ８の利得を線形化
するために使用される。

トランジスタの対Ｔ３．　Ｔ４及びＴ７．　Ｔ８はベー
スとコレクタのクロス結合により正帰還されていて、そ
れらのコレクタ出力は各々トランジスタの対Ｔ１．　Ｔ
ｌ及びＴ５．　ＴＯのコレクタ出力端に接続されている
。ＴＩ及びＴ３；　Ｔｌ及びＴ４；　Ｔ５及びＴｌ並び
にＴＯ及びＴ８のコレクタ出力端の共通ノードは、各々
相等しいコレクタ抵抗Ｒｅを介して供給電圧源に接続さ
れていて、信号が加えられる平衡信号結合回路Ａ３及び
Ｂ３として各々動作する。これらのノードは又直交発振
器の平衡出力端Ｕ及び起をも構成している。

Ｔ５及びＴＯのコレクタはＴＩ及びＴｌのベースに接続
されていて、−万Ｔ２及びＴｌのコレクタは各々Ｔ５及
びＴＯのベースに接続されている。これによりＴ５．　
ＴＯの出力端からＴＩ、　Ｔｌの入力端への負帰還が得
られ、この結果インバータ回路ＩＮＶＩの低廉化が実現
できる。

エミッタ電流源ＩＡＩ及び１８２並びにｌＡ２及び１８
２、従って第一及び第二増幅器ＡＩ、　Ｂｌ（ＴＩ、　
Ｔｌ；　Ｔ５゜ＴＯ）及びＡ２．８２　（Ｔ３．　Ｔ４
；　Ｔｌ、　Ｔ８）の利得は、各々制御発生回路匡の制
御端子■及びＬからの制御信号］１及び１によって制御
することが出来る。この実施例においては第一増幅器Ａ
Ｉ及びＢ１の利得（Ｇｈ）は、第二増幅器Ａ２及びＢ２
のそれ（Ｇ１）に対して、発振周波数の増大と共に増大
し、又その逆に発振周波数の減少と共に減少する。

第二増幅器Ａ２及びＢ２として動作するトランジスタの
対Ｔ３．　Ｔ４及びＴＶ、　Ｔ８に対する負帰還（図示
せず）は、各トランジスタＴ３．　Ｔ４．　Ｔｌ及びＴ
８のベースとコレクタ電極を相互に短絡させると言う単
純な方法によって実現させることが出来る。この負帰還
によりこれらのトランジスタのコレクタ出力端の当該共
通ノードは、信号が減算される信号結合回路Ａ３．８３
として機能する。周波数が増大すると共に各セクション
の２個の増幅器の利得が増大する様に又、その逆に周波
数の減少と共にその利得が減少する様にすべきである。

既に前述したように負帰還された第二増幅器Ａ２及びＢ
２を有する実施例は特にＧ］１２の領域の非常に高い周
波数に特に適している。集積化された形態においては、
５Ｇｔｌｚのカットオフ周波数のトランジスタを用いた
技術における寄生要素を使用した１〜３Ｇ）ｌｚの発振
周波数が現実的であろう。この時の各セクションの２個
の増幅器のローパス特性は、第二増幅器Ａ２及びＢ２の
時定数τ１よりかなり大きな第一増幅器ＡＩ及び８１の
時定数τｈを有する一次特性である。寄生容量を使用せ
ずに非寄生容量を意図的に使用する場合には、周波数制
御範囲の下限を寄生容量のみにより得られる周波数より
もずっと低くさせることが出来る。

この様にして周波数制御範囲を望ましい周波数範囲に調
整することが可能となる。

正帰還された第二増幅器Ａ２及びＢ２を有する第３図に
示される集積化された発振器は、寄生容量の使用によっ
て５０ＭＨｚのオーダのかなり低い周波数から！、５Ｇ
４１ｚのオーダの高発振周波数に拡がる周波数制御範囲
を有している。非常に低い発振周波数を必要とする場合
には第一増幅器Ａ１及び８１の時定数τ］１は、スムー
ズに周波数制御を行うために、大きくしなければならな
い。この場合この実施例においては不必要に大きなチッ
プ表面面積が必要となる。これを防ぐために各セクショ
ンΔ及び釘こ第４図に示される第三増幅器Ｇ３τ３が使
用される。

第４図は、直交発振器内でセクションΔ及び旦として各
々使用される単一セクションの基本回路ダイアグラムを
示している。第三増幅器Ｇ３ｒ３は、時定数Ｔ３及び一
定利得Ｇ３を有する一次のローパス特性を有し、第一増
幅器Ｇｈτｈとカスケード結合されている。第三増幅器
６３τ３の出力信号は、減算ステージＤ２を介して前述
した第二増幅ステージの出力信号から減算される。この
目的のためにＢ２が、第二増幅器６１τ１の入力端と当
該セクションの出力端との加算ステージＳの結合部分の
間の信号路内に配置される。各セクションΔ及びＢ内の
第三増幅器Ｇ３ｒ３によって、非常に小さく、例えばロ
ーコストの集積化の目的のためには０に選択されること
さえあるような第一増幅器Ｇｈτｈの時定数τｈによっ
て、非常に低い周波数にまでスムーズに周波数制御を実
現することが可能となる。

第５図は、単一セクションの別の基本回路ダイアグラム
を示し、これが本発明の直交発振器のセクションΔ及び
セクション旦に使用されるときには、非常に低い発振周
波数を発生させるのに適し、かつ第４図のセクションの
場合と同様に第一増幅器Ｇｈｒｈに対する不必要に大き
な時定数が必要でなくなる。この基本回路ダイアグラム
において第一増幅器Ｇｈｒｈは、−次のローパス特性及
び時定数τ４及び一定利得Ｃ４を有する第四増幅器Ｇ４
ｒ４とカスケード結合されている。この第四増幅器Ｇ４
ｙ４は、信号路内に配置されている加算ステージＳ′を
介して正帰還されている。Ｓ′の第一入力端はそのセク
ションの入力端に接続されていて、第四増幅器Ｇ４τ４
はＳ′の出力端とその第二入力端との間に配置されてい
る。Ｓ′のこの出力端も又第一増幅器Ｇｈτｈの入力端
に結合されている。この第四増幅器６４Ｔ４によって時
定数τ４をかなり大きくする必要なしに周波数を非常に
低い周波数にまでスムーズに制御することが可能となる
。従ってこれにより全体としての直交発振器を低置に集
積化させることが可能となる。６４Ｔ４とカスケード結
合されている第一増幅器Ｇｈｒｈと共に（γｈが実質上
０で）正帰還された増幅器Ｇ４τ４を有する第一増幅ス
テージは、実質上τｈ／（１−Ｇｈ）に等しい実効時定
数τｈｅｆｆを有している。もし、例えばＧｈ＝　０．
９９の場合には、ｔ＋ｅｆｆ＝１００τｈとなるので、
第一増幅ステージ全体に対するかなり大きな時定数ｈｅ
ｆｆが、非常に小さなτ１１、つまり小さいチップ表面
積で得られる。

第４又は５図の原理に基づいたセクションを有している
又は有していない第３図の位相直交関係器の制御範囲に
おける下限周波数は、ＡＩ及び８１のＴｌ。

Ｔｌ及び８１のＴ５．　Ｔ６の各トランジスタのコレク
タ・リードに第６図に示される様な電圧分割器を使用す
ることによってさらに低減させることが可能である。こ
のような電圧分割器は、２個の直列抵抗ＲｃｌおよびＲ
ｃ２と、ＲｃｌおよびＲｃ２の共通ノードに接続されて
いる抵抗Ｒｃ３とを有している。このような電圧分割器
の２個の直列抵抗ＲｃｌとＲｃ２は、各コレクタ抵抗Ｒ
ｅに並列に配置されていて、このように形成された並列
回路は、各トランジスタＴＩ、　Ｔｌ、　Ｔ５及びＴ６
のコレクタと供給電源との間に接続されている。

Ｔ３．　Ｔ４及びＴ７．　Ｔ８のコレクタと平衡出力端
■及び凹の対応出力端とは、対応する電圧分割器の抵抗
Ｒｃ３を介してその電圧分割器のＲＣｌとＲｃ２のノー
ドに接続されている。従って、低い周波数に向かう■制
御に対しては第一増幅器ＡＩ、　８１の利得は、第二増
幅器Ａ２．８２のそれに関して、エミッタ電流源ＩＡＩ
及び１８１によって供給されるエミッタテール電流の低
減のみによって可能となるよりもさらに減少させること
が出来る。さらに電圧分割器は第一増幅器Ａ１及び８１
のトランジスタの入力端と出力端との間の寄生クロスト
ークを減少させる。これによって発振器が、例えば、利
得ファクターを減少させている場合に３００Ｋｔｌｚか
ら１０Ｍ１１２と言うように、突然に望ましくない発振
モードに変化すると言うことが防止される。これにより
発振周波数の制御の確率がＯになる。第一増幅器ＡＩ及
び８１に対するマルティプライア回路がそのような実施
例に選択される場合には、既に前述したように制御信号
り及び１を正しく選択されると負の発振周波数、つまり
、位相直交関係がその符号を逆転させている発振周波数
、を発生することすら可能となる。この様な直交発振器
はＷｅａｖｅｒ型の直交受信機に使用される場合に特に
有利である。

第７図は、本発明の直交発振器においてセクションΔ及
びセクションＢとして重複して使用することが出来る単
一部分の基本的回路ダイアグラムを示す。第二増幅器Ｇ
ｌｒｌは第一増幅器Ｇｔ＋τ１１とカスケード接続され
ている。つまり、２個の増幅器Ｇ１τ１及びＧｈｒｈの
信号路はこのセクションの入力端から出力端への信号路
内に配置されていて、一方第二増幅器Ｇ１τ１はこの信
号路の外側に位置する帰還路を介して帰還される。

当業者は、上述した実施例を、本発明の精神を越えるこ
となく、特別な応用に適応されるように異なった方法で
変形させることが可能であることを理解するであろう。

ここに閑示した動作以外に、矩形波の発振器信号が必要
である場合に制御発生回路匡を省略すること、制御信号
り及び１の一方を変化させることにより直接制御を行う
こと、適当な処理の後制御発生回路匹の制御信号１ｆ及
びｆｒｅｒを入れ替えること、信号結合回路へ３及びＢ
３の一方及び減算ステージにインバータ回路ＩＮＶＩ及
び／又は１ＮＶ２の機能を各々組み込むこと等のように
、各セクションの２個の増幅器のカスケード接続の異な
った動作を使用することも可能である。従って特許請求
の範囲が記載された特別の実施例に限定されるべきでな
いことは明らかであろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の可制御直交発掘器のブロックダイア
グラムで、第２Ａ図は、第１図の直交発振器の直交セクションの第
一の基本回路ダイアグラムで、第２Ｂ及び６図は、第２Ａ図の直交セクションの第一及
び第二増幅ステージの利得特性を示し、第３図は、第１
図の直交発振器の一実施例を示し、第４図は、低周波の
発振周波数に適した集積可能な直交セクションの第二の
基本回路ダイアグラムであり、第５図は、非常に低い発振周波数に適した集積化可能な
直交セクションの第三の基本回路ダイアグラムで、第６図は、第３図の可制御直交発掘器に使用される電圧
分割器を示し、第７図は、直交セクションの第四の基本回路ダイアグラ
ムである。０１、０２・・・発振器出力端、　　Ｑｉ、　Ｖ・・・
平衡出力端、１１、１２・・・入力端、　　　　　Δ、
ｆｉ・・・直交セクション、Ａ１．８１・・・第一増幅
器、　　　Ａ２．８２・・・第二増幅器、Ａ３．　Ｂ３
・・・信号結合回路、　　ＩＩ、Ｌ・・・制御端子、ｈ
、　ｌ・・・制御信号、　　　　　ａ−・・制御発生回
路、ａ、　ｂ・・・直交位相発振器信号、ＳＱＩ、　ＳＯ２，Ｓ・・・振幅検知装置、０・・・振
幅調整装置、　　　　０２．　Ｓ’・・・減算ステージ
、ＩＮＶＩ、　１ＮＶ２−・・インバータ回路、旧・・
・第一変調器、　　　　　Ｍ２・・・第二変調器、ｆ・
・・周波数制御信号、　　　Ｔｌ−７８・・・トランジ
スタ、Ｒｅ・・・エミッタ抵抗、ＩＡＩ、　ＩＢＩ、　ＩＡ２．　ｌＢ２・・・エミッタ
電流源、６］１τｈ・・・第一増幅器、　　　ＧＩＴ＋
・・・第二増幅器、Ｇ３ｒ３・・・第三増幅器、　　　
Ｇ４τ４・・・第四増幅器ｒＢｌ。０１．０２・平衡出力端。Ｈｌし・・・制御ｊ端子ＣＣ・制御発生回路。Ｓ・・振輻検知装闇。Ｄ２．　　Ｓ’・・・′Ｉ４５クステージ。ＴＩ−Ｔ８・　・トランジスタＲｅ　　　エミフク抵抗。Ｉ＾２．　　Ｉ８２　　・エミ・ツク電流源Ｇｈｒｈ・
・第一増幅器Ｇｌｚｌ・・第二増幅器６３τ３・第三ＩＩＩ輻冨。Ｇ４【４・第四増輻器

Claims

【特許請求の範囲】

（１）位相が直角の一対の発振器信号を供給する一対の
発振器出力端と、再生ループの中に組み込まれた２個の
直交セクションのカスケード回路とを有し、前記２個の
直交セクションの一方が前記２個の発振器出力端の間に
配置されかつ前記ループの再生状態において９０°の位
相シフトを与える、可制御直交発振器において、少なく
とも当該直交セクションが入力端子と出力端子との間の
信号路内に配置された２個のステージのカスケード回路
を有し、一方のステージがローパス特性を有する第一増
幅器を有し、かつ他方のステージがローパス特性を有す
る第二増幅器を有し、当該第二増幅器が帰還路を有し、
かつ前記２個の増幅器の少なくとも一方のそれの利得が
、前記一対の位相直交発振器信号の周波数制御のために
、制御可能であることを特徴とする可制御直交発振器。
（２）前記他方の直交セクションも前記最初に述べた２
個のステージに対応する２個のステージのカスケード回
路を有し、各直交セクションが、前記第一増幅器の信号
路と前記第二増幅器の帰還路とを含む入力端と出力端と
の間の信号路を有し、前記第二増幅器の信号路が各直交
セクションの前記入力端及び前記出力端の間の当該信号
路の外側に位置していることを特徴とする請求項（１）
記載の可制御直交発振器。
（３）前記２個の直交セクションの少なくとも前記第二
増幅器が一次のローパス特性を有していることを特徴と
する請求項（２）記載の可制御直交発振器。
（４）前記２個の直交セクションの各々の前記第二増幅
器が前記帰還路を介して負帰還されていて、かつ前記発
振器周波数を増大させるためには前記２個の直交セクシ
ョンの各々における前記第一及び第二増幅器の両方の利
得を増大させまたその逆に前記周波数を減少させるため
には前記利得を減少させることを特徴とする請求項（２
）、（３）に記載の可制御直交発振器。
（５）前記２個の直交セクションの各々の前記第二増幅
器の３ｄＢ周波数限界が第一増幅器のそれよりも低いこ
とを特徴とする請求項（４）記載の可制御直交発振器。
（６）前記２個の直交セクションの各々の前記第二増幅
器が前記帰還路を介して正帰還されていて、かつ前起発
振器周波数を増大させるためには前記２個の直交セクシ
ョンの各々における前記第一増幅器の利得と前記第二増
幅器のそれとの間の比を増大させまたその逆に前記周波
数を減少させるためにはその比を減少させることを特徴
とする請求項（２）または（３）に記載の可制御直交発
振器。
（７）前記２個の直交セクションの各々の前記第二増幅
器の３ｄＢ周波数限界が前記第一増幅器のそれよりも高
いことを特徴とする請求項（６）記載の可制御直交発掘
器。
（８）前記第二増幅器を有する前記ステージが、ローパ
ス特性と固定された利得を有する第三増幅器と共通する
入力端と、減算ステージの第一入力端に結合されている
出力端とを有し、前記第三増幅器の出力端が、前記第二
増幅器を有する当該ステージの出力信号から前記第三増
幅器の前記出力信号を減算するために前記減算ステージ
の第二入力端に結合されていて、前記第一及び第三増幅
器の３ｄＢ周波数限界が前記第二増幅器のそれよりも高
いことを特徴とする請求項（６）記載の可制御直交発振
器。
（９）ローパス特性と固定された利得を有する第四増幅
器が、その信号路が外側に位置している正帰還路を有し
ていて、その正帰還路が各直交セクションの前記入力端
及び前記出力端との間の前記信号路に位置していて、前
記第一及び第四増幅器の３ｄＢ周波数限界が前記第二増
幅器のそれよりも高いことを特徴とする請求項（６）に
記載の可制御直交発振器。
（１０）前記第一増幅器の利得と前記第二増幅器の利得
が等しく、かつ共通の第一及び第二制御端子での第一及
び第二制御信号により同じ方向に各々制御することが可
能で、そして制御信号発生回路が一対の発振器出力端と
当該第一及び第二制御端子との間に配置されていて、か
つ前記位相直交発振器信号のベクトル合計の振幅を検知
する振幅検知装置を有していて、当該振幅が前記発振器
信号の自動振幅制御の目的のために前記第一及び第二制
御端子に負帰還されていることを特徴とする前記請求項
のいずれかに記載の可制御直交発振器。
（１１）前記２個の直交セクションの各々の前記第一増
幅器が、前記第一増幅器の入力信号に前記第一制御信号
を乗算するために、当該一方のステージに配置された乗
算回路を構成していることを特徴とする請求項（１０）
に記載の可制御直交発振器。
（１２）前記振幅検知装置が、振幅制御入力端から振幅
制御信号が当該振幅レベル制御装置に供給される振幅レ
ベル制御装置を介して、前記２個の制御端子に結合され
ていて、その信号が前記振幅レベル制御装置内に於て前
記位相直交発振器信号のベクトル合計の負帰還されるべ
き当該振幅から減算されることを特徴とする請求項（１
０）または（１１）記載の可制御直交発振器。
（１３）前記振幅検知装置が、その発振器出力端及び加
算ステージの２個の入力端に結合されている第一及び第
二二乗回路を有していて、その加算ステージが前記レベ
ル制御装置に組み込まれている減算ステージを介して前
記２個の制御端子に結合されていて、前記振幅制御信号
が、当該減算ステージに於て前記位相直交発振器信号の
ベクトル合計の負帰還される当該振幅から減算されるこ
とを特徴とする請求項（１２）に記載の可制御直交発振
器。
（１４）周波数制御装置が、前記振幅検知装置と周波数
制御信号が周波数制御入力端から与えられる前記第一及
び第二制御端子との間に配置されていて、当該周波数制
御装置が前記周波数制御信号に基づいて前記第一及び第
二制御信号を相互に変化させる変調装置を有しているこ
とを特徴とする請求項（１０）、（１１）、（１２）ま
たは（１３）の何れかに記載の可制御直交発振器。
（１５）前記２個の直交セクションの各々の前記２個の
ステージの一方が、当該ステージに組み込まれた増幅器
の出力信号の振幅を制限するリミッタ回路を有している
ことを特徴とする請求項（１）〜（９）の何れかに記載
の可制御直交発振器。
（１６）前記２個の直交セクションの各々における前記
第一及び第二増幅器がエミッタ結合されたトランジスタ
対及びコレクタ出力端からベース入力端に各々帰還され
ているトランジスタ対であって、それらのエミッタが２
個の相等しいエミッタ抵抗を介して相互に結合されてい
て、各トランジスタ対が共通エミッタ・リード内に配置
されている可制御電流源に結合されていて、そして前記
第一及び第二直交セクションの前記２個のトランジスタ
対のコレクタが各々平衡第一及び平衡第二発振器出力端
に結合されていてかつ前記第二及び前記第一直交セクシ
ョンの前記第一増幅器の前記トランジスタ対のベースに
各々結合されていることを特徴とする請求項（１）〜（
７）の何れかに記載の可制御直交発振器。
（１７）前記２個の直交セクションの各々の第二増幅器
のトランジスタ対の一方のトランジスタのコレクタとベ
ースが、各々、他方のトランジスタのベースとコレクタ
に接続されていることを特徴とする請求項（１６）に記
載の可制御直交発振器。
（１８）前記２個の直交セクションの各々における前記
第一増幅器のトランジスタ対の各コレクタが、コレクタ
抵抗及び電圧分割器の並列回路を介して供給電圧に接続
されていて、その電圧分割器が、前記第二増幅器のトラ
ンジスタの対の前記２個のコレクタの一方が抵抗を介し
て結合されている共通ノードを有している２個の直列抵
抗を有していることを特徴とする請求項（１６）または
（１７）の何れかに記載の可制御直交発振器。
（１９）前記２個の直交セクションの各々の前記第二増
幅器の各トランジスタが前記コレクタから前記ベースに
短絡されていることを特徴とする請求項（１６）に記載
の可制御直交発振器。