JPS6155806B2 - - Google Patents

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JPS6155806B2
JPS6155806B2 JP53118248A JP11824878A JPS6155806B2 JP S6155806 B2 JPS6155806 B2 JP S6155806B2 JP 53118248 A JP53118248 A JP 53118248A JP 11824878 A JP11824878 A JP 11824878A JP S6155806 B2 JPS6155806 B2 JP S6155806B2
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base
emitter
collector
current
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Yasunobu Kunyoshi
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Sony Corp
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
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    • H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/366—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device and comprising means for varying the frequency by a variable voltage or current
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03H11/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift

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Description

【発明の詳細な説明】 フイルタを含む回路をIC化する場合には、い
かにしてそのフイルタをIC内部に取り入れ、外
付け部品を少くするかが、重要な課題となる。そ
して、IC化が比較的容易なフイルタとしてアク
テイブフイルタがあるが、これをIC化するに
は、いくつかの問題点がある。すなわち、 （） 抵抗値の精度があまりとれないので、フ
イルタのカツトオフ周波数がばらついてしまう （） 抵抗値の温度特性が悪いので、カツトオ
フ周波数の温度特性が悪くなつてしまう （） 抵抗値及び容量をあまり大きくできない
ので、カツトオフ周波数の低いものが作りにく
い などである。
この発明は、これらの問題点を解決し、IC化
に適したフイルタ回路を提供しようとするもので
ある。
以下その一例について説明しよう。
第１図において、トランジスタQ1，Q2のエミ
ツタが可変定電流源A1に接続され、トランジス
タQ1のベースが入力端子T1に接続されると共
に、そのコレクタが電源端子T3に接続される。
また、トランジスタQ2のコレクタに定電流源A2
が接続されると共に、このコレクタと接地との間
に交流負荷としてコンデンサＣが接続される。
さらに、トランジスタQ2のコレクタがトラン
ジスタQ3のベースに接続され、このトランジス
タQ3のコレクタが端子T3に接続され、そのエミ
ツタに定電流源A3が接続されると共に、このエ
ミツタがトランジスタQ2のベースと出力端子T2
とに接続される。
このような構成において、端子T1の入力電圧
をＶio、端子T2の出力電圧をＶput、入力信号によ
つてトランジスタQ1トランジスタQ2コンデ
ンサＣに流れる信号電流をｉs、トランジスタ
Q1，Q2のエミツタ抵抗をｒeとすれば、 Ｖｉｏ−Ｖｐｕｔ／ｒｅ＋ｒｅ＝ｉs……(i) が成立する。
また、コンデンサＣに信号電流ｉsが流れるこ
とによつて信号電圧を生じ、この信号電圧がエミ
ツタフオロワのトランジスタQ3によつて端子T2
に取り出されて出力電圧Ｖputが得られるのであ
るから、コンデンサＣの信号電圧はＶputであ
る。従つて、信号の角周波数をωとすれば、 １／ｊωＣ・ｉs＝Ｖput ……(ii) が成立する。
従つて、(i)，(ii)式からこの回路の伝達関数Ｈ
（ω）を求めると、 Ｈ（ω）＝Ｖput／Ｖio ＝１／１＋ｊω２Ｃｒｅ ……(iii) となり、これは、カツトオフ周波数ωcが、 ωc＝１／2Cre ……(iv) のローパスフイルタであることを示している。
そして、この場合、定電流源A1の吸い込み電
流を2Iとすれば、トランジスタQ1，Q2のエミツ
タ電流はＩとなり、このエミツタ電流Ｉとエミツ
タ抵抗ｒeとの間には、 ｒe＝ｋＴ／ｑＩ ……(v) ｋ：ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の電荷 の関係があるので、この(v)式を(iii)，(iv)式に代入し
て次式が得られる。
ωc＝ｑ／２ｋＴ １／Ｃ ……(vii) 従つて、第１図の回路はローパスフイルタとし
て動作すると共に、定電流源A1の電流2Iの大き
さを変えることによりカツトオフ周波数ωcを変
更できる。
そして、この場合、(vii)式の電流Ｉは、例えば後
述する方法により正確に設定できるので、カツト
オフ周波数ωcがばらつくことがなく、また、温
度特性が悪くなることがない。さらに、容量Ｃが
小さくても、電流Ｉを小さくすることによりカツ
トオフ周波数ωcを低くでき、従つて、カツトオ
フ周波数ωcの低いものまで、コンデンサＣをIC
に内蔵させることができ、IC化の効果が大き
い。
また、カツトオフ周波数ωcが電流Ｉによつて
決まるので、この電流Ｉを変更することにより、
カツトオフ周波数ωcを広範囲にわたつて高速に
変更できる。さらに、入力端子T1と出力端子T2
の直流電位が等しく、しかも、トランジスタQ3
によつて出力インピーダンスが低いので、他の回
路との多段接続が非常に容易である。
また、信号電流ｉsによつてもトランジスタ
Q1，Q2のエミツタ抵抗ｒeが多少変化するが、ト
ランジスタQ1のエミツタ抵抗ｒeと、トランジス
タQ2のエミツタ抵抗ｒeとは、互いに逆方向に変
化するので、この抵抗変化は相殺され、従つて、
見かけ上、信号電流ｉsによる抵抗ｒeの変化がな
くなるので、歪率が良く、ダイナミツクレンジが
広くなる。
第２図の例においては、定電流源A1としてエ
ミツタ接地のトランジスタQ4が設けられ、トラ
ンジスタQ1，Q2のエミツタがトランジスタQ1の
コレクタに接続され、トランジスタQ4のベース
に抵抗器R1，R2を通じて端子T4の電圧源Ｅから
制御電圧が供給される。
また、トランジスタQ1のコレクタにトランジ
スタQ5が接続されると共に、定電流源A2として
トランジスタQ6が接続され、これらトランジス
タQ5，Q6によりカレントミラー回路が構成され
る。
従つて、このフイルタ回路では、カレントミラ
ー回路によつてコンデンサＣに流れる信号電流ｉ
sが２倍になるので、このフイルタ回路のカツト
オフ周波数ωcは、 ωc＝ｑ／ｋＴ Ｉ／Ｃ となる。そして、電圧源Ｅの電圧を変更すること
によりトランジスタQ4のコレクタ電流が変化す
るので、これによりカツトオフ周波数ωcを変更
あるいは調整できる。
さらに、(vi)，(vii)式では、温度Ｔが例えば上昇す
ると、カツトオフ周波数ωcは低くなるはずであ
るが、そのとき、温度上昇によりトランジスタ
Q4のコレクタ電流が増加して電流Ｉが増加する
ので、この電流Ｉの増加により温度上昇によるカ
ツトオフ周波数ωcの下降が相殺される。従つ
て、カツトオフ周波数ωcの温度特性を良好にで
きる。
第３図の例においては、トランジスタQ1，Q2
のエミツタと、定電流源A1との間にそれぞれｎ
コのダイオードD11〜Ｄ1o，D21〜Ｄ2oが直列接続
された場合である。
従つて、このフイルタ回路では、信号電流ｉs
の電流路に、２（ｎ＋１）コの抵抗ｒeが存在す
ることになるので、カツトオフ周波数ωcは、 ωc＝ｑ／ｋＴ Ｉ／（ｎ＋１）Ｃ となる。従つて、第２図のものに比べ、カツトオ
フ周波数ωcを（ｎ＋１）倍に低くできる。ある
いは、同じカツトオフ周波数ωcのときには、電
流Ｉが（ｎ＋１）倍になるので、信号電流ｉsに
対する電流Ｉの大きさが大きくなり、従つて、ダ
イナミツクレンジが大きくなる。
また、第４図の例においては、ダイオードD11
〜Ｄ2oの代わりに低抗器R3，R4が接続された場合
で、第３図の例と同様の効果を得ることができ
る。
第５図の例においては、定電流源A3として抵
抗器R5，R6の直列回路が接続され、その接続中
点にトランジスタQ2のベースが接続された場合
である。
従つて、第１図〜第４図の例においては、トラ
ンジスタQ3のエミツタの出力電圧Ｖputが、トラ
ンジスタQ2のベースに100％負帰還されているの
に対し、第５図の例では、 Ｋ＝Ｒ６／Ｒ５＋Ｒ６ しか負帰還されないので、伝達開数Ｈ（ω）及び
カツトオフ周波数ωcは、 ωc＝ｑ／ｋＴ ＫＩ／Ｃ となり、通過帯域において１／Ｋ倍（Ｋ≦１）の
利得が得られる。また、カツトオフ周波数ωcを
低くでき、あるいは、同じカツトオフ周波数ωc
ならば、ダイナミツクレンジを広くできる。
第６図の例においては、２次系のローパスフイ
ルタを構成した場合である。すなわち、トランジ
スタQ11〜Q16及び定電流源A13が、トランジスタ
Q1〜Q6及び定電流源A3と同様に接続され、トラ
ンジスタQ11のベースが入力端子T1に接続される
と共に、トランジスタQ13のエミツタがトランジ
スタQ1のベースに接続され、トランジスタQ3の
エミツタがコンデンサC2を通じてトランジスタ
Q13のベースに接続される。また、トランジスタ
Q4，Q14は、トランジスタQ7と共にカレントミラ
ー回路とされてバイアスが供給される。
従つて、２次系のローパス特性が得られると共
に、トランジスタQ14，Q4のコレクタ電流を2I1，
2I2とすれば、カツトオフ周波数ωcは、 となり、Ｑは、 となる。
また、第７図の例においては、２次系のローパ
スフイルタを構成すると共に、帰還率Ｋを設定し
た場合である。
さらに、第８図の回路は、上述のフイルタ回路
を使用してハイパスフイルタ及びバンドパスフイ
ルタも構成した場合である。すなわち、H1，H2
は上述したローパスフイルタ回路、H3はアン
プ、H4は減算回路で、端子T7の出力信号は、入
力信号がローパスフイルタ回路H1，H2を通過し
た信号であるから、ローパス特性であり、そのロ
ーパス出力と入力信号とが減算回路H4で減算さ
れるので、端子T5の出力信号はハイパス特性と
なる。そして、そのハイパス出力がローパスフイ
ルタ回路H1を通じて端子T6に取り出されるの
で、この出力信号はバンドパス特性となる。
第９図の例においては、コンデンサＣのアース
側を第２の入力信号の入力端子T8に接続した場
合である。
従つて、この場合には、端子T1，T8の信号電
圧をV1，V2とすれば端子T8コンデンサＣト
ランジスタQ1，Q2のエミツタ抵抗2re端子T1の
信号路において、 が成立するので、入力電圧V1に対してはローパ
ス特性となり、入力電圧V2に対してはハイパス
特性となると共に、両特性のカツトオフ周波数ω
cは互いに等しく、かつ、電流Ｉにより制御でき
ることになる。例えば、V1＝−V2とすれば、 となるので、移相回路となり、その移相量を電流
Ｉで制御できることになる。
なお、上述において、コンデンサＣを例えば誘
導体リアクタンスとすれば、ハイパス特性を得る
ことができる。
【図面の簡単な説明】
第１図〜第９図はこの発明の一例の接続図であ
る。 T1は入力端子、T2は出力端子である。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 第１及び第２のトランジスタのエミツタが、
    共通の定電流源に接続され、上記第２のトランジ
    スタのコレクタに交流負荷としてリアクタンスが
    接続され、上記第２のトランジスタのコレクタは
    エミツタフオロワの第３のトランジスタのベース
    に接続され、上記第１のトランジスタのベースに
    入力信号が供給され、上記第３のトランジスタか
    ら出力信号が取り出され、この第３のトランジス
    タのエミツタと上記第２のトランジスタのベース
    とが所定の抵抗値（０の場合を含む）を有する抵
    抗器を通じて接続されて負帰還路が構成され、上
    記第２のトランジスタのベースが電流源を通じて
    基準電位点に接続され、上記負帰還路を通じて上
    記第３のトランジスタのエミツタ出力の所定量が
    上記第２のトランジスタのベースに負帰還されて
    上記第１のトランジスタのベースと上記第３のト
    ランジスタのエミツタとの間に、所定のフイルタ
    特性が形成されると共に、上記負帰還路を構成す
    る上記抵抗器の抵抗値に対応して上記第３のトラ
    ンジスタのエミツタ出力の上記第２のトランジス
    タへの負帰還量が制御されて上記フイルタ特性の
    通過帯域における利得が変更されるようにしたフ
    イルタ回路。
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