JPH02193587A - 誘導電動機の瞬時電流制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕 本発明はインバータにより誘導電動機を駆動するものに
おいて、中、低速域における磁気騒音の低減を目的とす
るもので、例えば車両駆動のように低いスイッチング周
波数で運転する用途に適するものである。 〔従来の技術〕 電気車駆動用ＰＷＭインバータは高圧、大容量のため、
使用するべきスイッチング素子に充分な周波数特性を持
つものがなく、スイッチング周波数を例えば４００Ｈｚ
程度に制限している。また、インバータの電圧降下を減
らし、なるべく主電動機に大きい電圧をかけるため、中
、高速ではＰＷＭ制御をやめて１パルスモードに切り替
えることが必要である。 第２図は代表的な電気車用可変電圧可変周波数インバー
タの基本的な構成を示す。１ａは集電装置、１ｂはレー
ルで、それぞれ正および負の給電線を示し、２はフィル
タリアクトノペ　３はフィルタコンデンサである。破線
で囲まれたブロック４はインバータの主回路部分を示し
、４１ａ〜４６ａはＧＴｏ　。 ４１ｂ　〜４６ｂ　Ｌｔ帰還ダイオード、接合点ｕ、　
ｖ、　ｗは交流出力端子を示す。破線で囲まれたプロ７
り５は誘導電動機、６はモータ電流センサ、７は回転速
度センサである。 ブロック１１は指令発生手段で、所望のトルクを指令す
るトルク指令１１０２（Ｔ）およびこれに対応するすべ
り周波数指令１１０１　（ｆ、ａ　と前記回転速度セン
サ７からの回転速度信号７０１等から、モーター次周波
数指令１００１（ｆ、”）と一次電流指令１００２　（
１、”）とを算出してブロク１ｏへ送る。ブロック１ｏ
は周波数および電流制御手段で、前記一次層波数指令ｆ
ｌ＊と一次電流指令１１０および前記モータ電流センサ
６からの出力６０１である一次電流値１．とから、パル
ス幅変調を行うことにより実際のＧＴＯ通電信号を発生
し、絶縁増幅してインバータ４へＧＴＯ通電信号９０１
を送る。 第３図は代表的な電気車の特性曲線であり、横軸Ｖは車
両速度（またはモータ速度周波数ｆ、　）、縦軸Ｔは引
張力（またはモータトルク）、■はモータ実効電流、Ｅ
はモータ実効電圧、ｆ５はすべり周波数である。 速度範囲〔０〜Ｖ、）は定トルク加速で、この範囲は電
圧制御領域であり、すべり周波数ｆ、およびモータ実効
電流Ｉは共にほぼ一定で、モータ実効電圧Ｅは車両速度
Ｖにほぼ比例して上昇する。 速度範囲［Ｖ＋〜Ｖ２）は定出力加速領域で、ここでは
インバータ出力電圧は飽和しており、すべり周波数ｆ５
をほぼ車両速度Ｖに比例して増加させて電流一定として
いるが、モータトルクＴは車両速度Ｖに逆比例して減少
する。 それ以上の速度範囲（Ｖ２〜〕は特性加速領域で、モー
タトルクＴは車両速度のほぼ二乗に逆比例して低下する
。 速度範囲〔０〜ｖ１〕における制御法は第４図の波形に
より説明することができる。 三角波ｖｃ　はインバータのスイッチング周波数を決め
るキャリア、正弦波ｙ　、＊　、　ｖｖ＊　、　ｖ、＊
は変調波で、インバータが出力すべき周波数と平均振幅
とを持つ三相電圧の指令信号である。これらは第２図で
述べたブロック１０の内部で処理されるが、既に周知の
技術であるから詳細な説明は省略する。 従来の正弦波変調の要点は、ＧＴＯの通電信号がキャリ
アと変調波との交点から決められるということであり、
従って第４図は線間電圧の半波間に９個のパルスを有す
る９パルスモードの場合を示し、下部に示したパルス波
形Ｖｕ　＋　Ｖｖ　、　Ｖｗは各相のＧＴＯの点弧状態
を表す。 キャリアは変調波の整数倍周波数に選ぶことが多く、同
期関係を保っている。従って、インバータ基本周波数ｆ
、　（モーター次周波数）が上昇するとキャリア周波数
［Ｃも上昇する。大容量ＧＴＯでは前述のようにそのス
イッチング周波数ｆｓｗは４００Ｈｚ程度が限界のため
、インバータ基本周波数ｆ１が上昇するとインバータ基
本周波数ｆ１に対するキャリア周波数ｆＣの倍率を切り
替えて、スイッチング周波数ｆＳｗを下げる必要がある
。 第５図はインバータ基本周波数ｆ、とスイッチング周波
数ｆｓｗとの関係の一例を示す。すなわち、第３図で述
べた速度範囲〔０〜ｖ１〕の領域では、極低速の部分が
非同期波形であることを除き、インバータ線間電圧半サ
イクルのパルス数が２１．１５゜９、　３．　１になる
ように、インバータ基本周波数ｆ１に応じてキ苓リア周
波数の倍率を切り替えており、これによって第５図に示
したようにスイッチング周波数ｆｓｗが破線で示した４
００Ｈｚを超えないように管理している。なお、パルス
切り替えはキャリア周波数の変動が大きいので、他の変
調法を利用して中間に７，５パルスモードを挿入するこ
とがある。横軸中のｆｌｌ　は第３図の車両速度ｖ１に
ほぼ対応する周波数である。 〔発明が解決しようとする課題〕 第５図に示したようにスイッチング周波数ｆｓｗを切り
替えると、電流のリップル成分が急変するためにモータ
の発生する磁気音も急変し、車両の加速に応じて不連続
に音色の変化を生じる。本発明はスイッチング周波数の
制御法を改良し、前述のような不快音を低減せしめるこ
とを目的とする。 〔課題を解決するための手段〕 本発明による誘導電動機の瞬時電流制御方式について説
明するに先立って、従来の正弦波変調方式のＰＷＭイン
バータによる誘導電動機駆動における各部の動作につい
て少し詳細に考察する。 第６図はインバータの主回路をスイッチとみなした等偏
口路面である。三相誘導電動機の一次側各相端子ｕ、　
　ｖ、　ｗに接続された３個の切り替えスイッチＳ、、
Ｓｖ、Ｓ、の切り替え接点は電圧ｖＩ］ｃ／２を有する
正側母線か−Ｖ　ｎ　ｃ　／　２の電圧を有する負側母
線のいずれかに必らず投入されており、中間位置を取る
ことはない。それは、通電中にＧＴＯをオフしても反対
側の帰還ダイオードを通ってモータのインダクタンス分
に起因する続流が流れるためである。 スイッチＳ、、Ｓｖ、Ｓｗの状態の組み合わせにより全
部で８通りの状態があり、これを複素平面上の瞬時電圧
ベクトルｖ、で表すと Ｊ−π　　　　ｊ−π ｖ、　＝β万（ｖ、　＋　ｖ、　３＋　Ｖｗ　３）　　
・・・・■但し、ｖｕ、ｖＶ、ｖ、はそれぞれスイッチ
５ｕｒＳｖ、　Ｓ、の状態により＋νｄＣ／２または−
ｖｄｃ／２の２値のいずれかを取る。これにより、瞬時
電圧ベクトルｖ１は第７図に示したり１〜ｖ６のように
長さがｆｉＴ３ｖ６゜の電圧ベクトルと、Ｖ、、Ｖ、の
ように長さが０のベクトルで表される。ｖｏおよびｖ７
は３個のスイッチをすべて負母線に投入された場合およ
びすべて正母線に投入された場合に生じるもので、特に
零ベクトルと呼ぶ。また、第７図の記号（１００）、　
　（１１０）等の括弧内の３個の１または０は、スイッ
チＳ、、Ｓｖ、Ｓ、のそれぞれを、正母線に投入された
とき１、負母線に投入されたときＯで表現したものであ
る。 このスイッチの投入関係を第４図の各相ＧＴＯ点弧波形
ｖ、、ｖｖ、ｖ、に対応させ、瞬時電圧ベクトルｖ１で
表すと、第８図のように電圧ベクトルＶ、〜ｖ８が多角
形の辺を構成し、各辺の中点に黒点で示した零ベクトル
ｖ０またはＶ、が１個ずつ配置されたベクトル軌跡が得
られる。このとき、第４図で示したθ′＝０の点が実軸
（ｄ軸）の負方向に対応し、これと中心角θ′をなすベ
クトルφ１は瞬時電圧ベクトルｖ１を時間積分したもの
で、一次鎖交磁束に対応するベクトルである。 ；、　＝　、ｐ、ｄｔ゛、、、、■ 第４図あるいはこれを電圧ベクトルで示した第８図は第
５図において９パルスモードに対応し、線間電圧で表す
と半サイクルが９個のパルスで構成される。パルス数の
増減と共に電圧ベクトルの軌跡の多角形の辺の数および
零ベクＩ・ルの個数も増減する。電圧ベクトルＶ、−Ｖ
６が出力されると、第８図の一次鎖交磁束ベクトルφ１
の先端の軌跡は各辺上を一定の速度で進行するが、零ベ
クトルｖｏまたはｖ７が出力されると停止する。 一般にインバータの出力周波数には無関係に、誘導電動
機の一次鎖交磁束をほぼ一定に保つことが必要であるが
、出力する電圧ベクトルＶ１〜ｖ６の長さはＪ万ｖ、。 で一定であるから、一次鎖交磁束φ、の大きさは零ベク
トルの出力時間により制御される。すなわち、低周波数
、低電圧はど零ベクトルが出力される時間比率が大きく
、高周波数。 高電圧はど零ベクトルが出力される時間比率が小さく、
ある周波数より高い周波数では零ベクトルは全く出力さ
れなくなる。 第９図は３パルスモードの電圧ベクトル軌跡を示す。各
辺上の零ベクトルＶ。またはｖ７が消滅すると電圧ベク
トル軌跡は単なる正六角形となる。これが１パルスモー
ドであり、このときインバータは最高電圧を出力する。 第８図および第９図からも類推できるように、３の奇数
倍のパルスモードの場合には一次鎖交磁束ベクトルφ１
の先端の円に近似した軌跡（以下これを円近似電圧ベク
トル軌跡と称する）は０゜を起点として６０°毎に合同
で、且つ０°を起点として６０°毎の線に関して対称で
ある。すなわち、ｎをＯを含む自然数としたとき、パル
スモードが３、　９．１５．　　・・・・３ｘ（２ｎ＋
１）の場合には円近似電圧ベクトル軌跡は６．１８．３
０．　　・・・・６Ｘ（２ｎ＋１）の辺数を持つ多角形
となり、各辺の中点にそれぞれ零ベクトルを有する。第
１０図は１５パルスモードの場合の、すなわち３０の辺
を有する多角形の円近似電圧ベクトル軌跡を示すが、但
し各辺の中点の零ベクトルＶ。またはり、は示してない
。 ０°を起点とする６０゛毎の線、すなわち０°。 ６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°の線
上に終始する辺の円の中心からの見込み角を０１　とし
、その隣の辺の円の中心からの見込み角をθ２とし、以
下３０°を起点とする６０°毎の線、すなわち３０゜９
０’　、　１５０°、２１０°、２７０°、３３０°の
線上に存在する辺の前の辺まで順次θ３〜θ。とする。 例えば、第１０図に示した３０辺の多角形では角θ１　
とθ２とを有するが、この角θ１を０にすると第８図に
示した９パルスモードの場合の１８辺の多角形となり、
更に角θ２も０にすると第９図に示した３パルスモード
の場合の正六角形となる。 また、第１０図に示した１５パルスモードの３０辺の多
角形において、図示してないが３０°を起点として６０
°毎の線上に存在する辺上の零ベクトルを無くすると１
３パルスモードになり、更に見込み角がθ１の辺上の零
ベクトルも無くすると９パルスモードとなり、次に更に
見込み角がθ２の辺の中心の零ベクトルも無くすると５
パルスモードとなる。 従来のＰＷＭインバータではこのように円近似電圧ベク
トルの各辺の中心に一般に零ベクトルを有しているが、
本発明はこの零ベクトルの責務である電圧制御と、一次
鎖交磁束ベクトルφ１の円近似制御とを分離し得ること
に着目してなされたものであり、なるべく辺数の多い前
述の円近似電圧ベクトル軌跡の第１０図に示したような
零ベクトルを全く含まない電圧ベクトルのパターンを用
い、これに電流の瞬時値制御の結果から要求される零ベ
クトルを重ね合わせて用いる。 すなわち、本発明による誘導電動機の瞬時電流制御方式
は、指令された一次周波数より得られる一次鎖交磁束ベ
クトルが位相角に対応してほぼ円軌跡を描くような指定
された回転方向成分を持つ電圧ベクトルを割り当てたス
イッチングテーブルを具え、前記一次鎖交磁束ベクトル
の位相角情報からインバータの出力電圧ベクトルを直接
指令する制御方式において、前記スイッチングテーブル
が指定する電圧ベクトルと零ベクトルとの発生期間比率
を変えて所定の繰り返えし周期で切り替え制御し、一次
電流を指令された値に追従させることを特徴とするもの
である。 スイッチングテーブルが指定する電圧ベクトルと零ベク
トルとの発生期間比率を変えて所定の繰り返えし周期で
切り替えて、一次電流が指定された値に追従するように
制御するために、本発明による誘導電動機の瞬時電流制
御方式は一次電流二乗値指令と検出された電流の二乗値
との偏差の比例積分増幅（ＰＩ増幅）手段と所定の繰り
返えし周期の三角波発生手段とを具え、前記比例積分増
幅手段の出力信号が三角波より低レベルのときは零ベク
トル制御信号ＶＺを０にして零ベクトル指令を発生し、
高レベルのときは零ベクトル制御信号ＶＺを１として前
記スイッチングテーブルが指定する通常の電圧ベクトル
指令を発生する零ベクトル制御信号発生手段により切り
替え制御することを特徴とする。 ここで、三角波と比較される前記比例積分増幅手段出力
信号は、電動機に与える電圧の大きさを指令することに
なる。そこでこれを一次電圧指令と名付ける。 一方、一次電流二乗指令と一次周波数指令とが与えられ
ると、モータ定数を用いて一次平均電圧を計算すること
ができる。この一次平均電圧を指令値として用い、前記
比例積分増幅手段出力信号と加算することにより、電流
二乗指令のフィードフォワードパスを形成することがで
きる。 更に、本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式では、一
次鎖交磁束ベクトルφ１の位相角θを知るために、零ベ
クトル制御信号ＶＺの平均値ＶＺを演算する手段と、与
えられた一次周波数指令ｆ１゜から瞬時一次層波数指令
ｆ、＝ｆ、”／ＶＺを演算する手段と、ＶＺ＝１のとき
は２π［ｌを積分しシＺ−０のときは現状を保持し且つ
積分値が２πに達するとこれを０にリセットすることに
より一次鎖交磁束ベクトルの位相角θ＝２πＳｒ、ｄｔ
　（０≦θ≦２π）を得る手段とを具えたことを特徴と
する。 また、本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式は一次周
波数の増大に伴って１周期当りのパルス数を減少させる
ために、スイッチングテーブルが指定する個々の電圧ベ
クトルが出力される一次位相角区間の幅は別に加えられ
る第二の制御信号により変化させ得るものとし、位相角
０を起点としたπ／３毎の線に近い電圧ベクトルの一次
位相区間から順に漸時零に至らしめることにより、１周
期における電圧ベクトルの切り替え回数を低減すること
を特徴とする。 一次周波数が低いときには１周期における電圧ベクトル
の切り替え回数を多くし、−数周波数の上昇と共に該切
り替え回数を段階的に低減していき、最終的には１周期
当り６ステップの出力電圧最大の状態にする。 従って、本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式は、前
記第二の制御信号として一次周波数の上昇に応じて減少
し零に至る電圧ベクトルモード制御信号を発生する手段
を具える。 １周期当り６ステップの出力電圧最大の状態に移行する
に際しては零ベクトル発生の必要がないことを確認する
ため、電流の二乗値の偏差信号が所定のレベルを超過し
たことを検知して動作する第三の制御信号発生手段を具
え、１周期６ステップの状態に移行するときには前記電
圧ベクトルモード制御信号とこの第三の制御信号との論
理積により実行することを特徴とする。 〔作　用〕 本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式は、前述の通り
なるべく辺数の多い円近似電圧ベクトル軌跡のパターン
によるスイッチングテーブルを用いるのが有効であり、
実際には９０以上もの辺を有する円近似電圧ベクトル軌
跡のスイッチングテーブルを用いるのであるが、理解を
容易にするために第１０図に示した３０辺の円近似電圧
ベクトル軌跡のスイッチングテーブルを用いた場合を例
として、本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式の要部
を示す第１図のブロック図によって作用を説明する。 第１図において２０８が前記のスイッチングテーブルで
あり、第１０図に示した零ベクトルを含まない円近似電
圧ベクトル軌跡のパターンを記憶素子あるいはソフトウ
ェアで格納している。入力端子（１）〜（５）から人力
される各入力情報によって、出力端子（６）からインバ
ータ主回路２０９へ、一次鎖交磁束ベクトルφ１の位相
角θに従った電圧ベクトルＶ、−Ｖ６か、または零ベク
トルＶ。、■、を発生するように電圧ベクトル指令Ｖ−
を出力する。 端子（１）は零ベクトル制御信号ＶＺ１端子（２）は一
次鎖交磁束ベクトルの位相角θ、端子（３）は周波数の
正負すなわち正逆転を制御する信号のそれぞれ入力端子
であり、また端子（４）、　　（５）は第二の制御信号
として電圧ベクトル軌跡の辺の数を制御する信号θ１．
θ２の入力端子である。 本例ではスイッチングテーブルとして第１０図に示した
３０辺の電圧ベクトル軌跡のパターンを用いているので
、第二の制御信号はθ１およびθ２の２個のみであるが
、低速ではもっと多数の辺を有する円近似電圧ベクトル
軌跡のパターンを用いるので、６Ｘ（２ｎ＋１）辺の電
圧ベクトル軌跡を用いた場合にはｎ個の第二の制御信号
を有し、０を起点とした６０°毎の線に近い電圧ベクト
ルの一次位相区間から順にθ１．θ２．・・・・θ１と
する。 第１図のブロック図の上半部は一次電流二乗値の指令■
２１の制御ループで、下半部が一次周波数の制御ループ
である。 すべり周波数ｆ、と一次電流値■を用いると、モータ発
生トルクＴは で表され、ここにω、はすべり角周波数であってω３＝
２πｆｉであり、Ｒ２はモータの二次抵抗値、Ｌ２はモ
ータの二次インダクタンス、Ｍは相互インダクタンスで
ある。 すなわち、すべり周波数ｆ、と電流の二乗Ｉ２とを制御
すれば、トルクＴがリニアに制御できる。 ただし、■は一次電流ベクトルの長さであり、モータ入
力端子に流入する電流瞬時値をｌｕ＋ｌＹ＋ｉ６　とす
ると次式で示される。 １’＝　２（ｉｕ’＋１ｕｉｖ＋ｉｖ”）　　　　　　
　・・・・■なぜならば、３相電流１ｕ　、ｌｙ　＋　
　（１ｗ＝ｌｕ　　ｌｖ）を２相変換したｉ、、ｉ、を
用いて １２”ｌｄ２＋　ｌｑ”　　　　　　　　　　　　　　
・・・・■・・・・■ を得、これからｌｄ＋ＩＱを消去して式■を得る。 第１図の１２は測定された３相電流ｉ、、ｉｖ、ｉ。 について、図示されていない部分で式■により演算処理
をしたものである。演算点２０１は電流二乗指令Ｉ２＊
と実際の電流二乗値■２との偏差を求める演算点であり
、演算点２０１の電流二乗偏差出力がＰＩ増幅器２１０
による比例積分増幅手段によって増幅されて、比較器２
０２による零ベクトル制御信号発生手段へ入力される。 比較器２０２は所定の繰り返えし周期の三角波を発生す
る三角波発生手段２１１の出力とＰＩ増幅器２１０の出
力とを比較し、その結果に応じて零ベクトル制御信号Ｖ
Ｚを発生する。すなわち、ＰＩ増幅器２１０の出力信号
が三角波発生手段２１１の出力三角波より低レベルのと
きは零ベクトル制御信号ＶＺを０とし、高レベルのとき
は零ベクトル制御信号Ｖ２を１とする。この零ベクトル
制御信号ＶＺが電流偏差の修正信号をオン・オフパルス
幅に変換したものに相当し、これを受けたスイッチング
テーブル２０８では、零ベクトル制御信号ＶＺ＝１のと
きにはテーブル内の通常の電圧ベクトルｖ１〜ｖ６を発
生する指令を、ＶＺ＝０のときにはＶ。またはｖ７の零
ベクトルを発生する↑指令をインバータ主回路２０９へ
送る。 ここでＰＩ増幅器２１０の出力レベルが零ベクトルの割
合すなわち電動機に加える電圧の大きさを決定するため
、これを一次電圧指令ｖ１′　と呼ぶ。 ブロック２０３は零ベクトル制御信号ＶＺの平均値Ｖ２
を演算する手段としてのローパスフィルタであり、零ベ
クトル制御信号ＶＺを入力してその平均値ＶＺを出力す
る。平均値ＶＺは０≦ＶＺ≦１の範囲で変化する。 入力ｆ１＊はモーター次周波数指令であり、第１図には
示されていない部分で第２図で説明したようにモータ速
度周波数ｆ、とすべり周波数指令ｒｓＩとから ｆ、”　＝　ｆ、　＋　ｆ、”　　　　　　　　・・・
・■なる演算処理により得られる。モーター次周波数指
令ｆ、′には正、負の極性を持たせ、回転方向判別手段
２０７によりこれを判断し、後述する位相角θに対して
割り当てられた電圧ベクトル辺の方向を制御する。 一次周波数指令ｆ１′は除算手段２０４において零ベク
トル制御信号の平均値ＶＺで除算され、−大周波数指令
ｆ１“より高い周波数である瞬時−大周波数指令ｆ、　
＝ｆ、”／ＶＺが乗算手段２０５へ送られる。 乗算手段２０５では瞬時−大周波数指令［Ｉに０かまた
は１である比較器２０２の出力Ｖ２を乗じて積分手段２
０６へ出力する。積分手段２０６の人力はＶＺ−〇のと
き０、ＶＺ＝１のときｆ　、　Ｉ／ＶＺ　（！：なル脈
動スる周波数であるが、その平均値は一次周波数指令ｆ
１１　に等しい。 第１６図は第１図のブロック図をさらに改良したもので
、一次電流二乗指令Ｉハと一次周波数指令ｆ１′とから
一次平均電圧指令ｖどを計算し、電流二乗指令■２＊の
フィードフォワード信号として作用させるために、第１
図にブロック２２０および加算点２２１を追加したもの
である。 一次平均電圧指令（一次電圧ベクトルの大きさの平均値
）ｖｌ。は式■で用いた電動機定数を使用し、 ｖｌ・＝Ｆ

【；爾丁−口７〒・・・・・■ただし、 ωは一次角周波数（＝２πｆｔ）であり、■は一次平均
電流と称し、一次電流ベクトルの大きさの平均値で、−
大電流二乗指令■ハの平方根として求められる。 式■の平方根の部分は、近似式 ５ζ１＋ｘ／２　　　　　　　・・・・・■を用いて、
式■のように簡素化することができる。 ただし Ａ＝Ｆ】］７　　　　　・・・・・■ すなわち、一次平均電圧指令ｖ１＊は一次電流の大きさ
が与えられれば、電動機定数から決まるＣＩ＋Ｃ，、Ａ
等を用いて、−大角周波数ωの一次式として近似できる
。一次平均電流Ｉは一次電流二乗指令Ｉ２＋１の平方根
として求められるが、電流指令は急変しないものとする
と開平演算はさほど高速でなくともよいため、式０は一
大角周波数ωを変数とする一次式として一次平均電圧指
令ｖ、。を求められる点に意義がある。 このように、第１６図ではブロック２２０において一次
電流二乗指令Ｉハと一次周波数指令ｆＩ＊とを入力とし
て一次平均電圧指令ｖ１゜を演算し、これを加算点２２
１に送って前記ＰＩ増幅器２１０の出力信号との和信号
を作り、これを新たな一次平圧指令ｖ１′　として比較
器２０２による零ベクトル制御信号発生手段へ人力する
。かくして、一次電圧の定常成分がブロック２２０から
得られる一次平均電圧指令からフィードフォワード信号
として与えられる。 これに対して、一次電圧の過渡的な偏差右よび電動機定
数の変動等に起因する電流の追従誤差に対する補償信号
は、ｐｔ増幅器２１０からフィードバック信号として供
給される。 一次平均電圧指令をフィードフォワード的に与えること
により、指令への追従性を損ねることなく、電流二乗値
のフィードバック制御系のゲインを下げることができる
。これは系の内部に振動的な要因がある場合、あるいは
外乱が多い場合等の安定性強化に有効である。 積分手段２０６では前記の人力に２πを乗じた上で積分
し、次式により一次鎖交磁束ベクトルφ。 の位相角θを得る。 ｆ）　＝　２πＪｆ、”ＶＺ／ＶＺｄｔ　　　　　ａｍ
・ＣＩ）これは、ＶＺ＝１（７）とき２πｆｌを積分シ
、ＶＺ＝０のときは現状を保持することに相当し、積分
値として得られる位相角θが２πに達すると０にリセッ
トされる。位相角θは零ベクトル制御信号ＶＺの変化に
対応して、零ベクトル指令のときには停止し、非零ベク
トルのときには角速度２πｆ＋”／ＶＺで進行し、進行
、停止を反復する。その平均角速度は２πｆｉ１に等し
い。 なお、零ベクトル制御信号の平均値ＶＺは正規化された
一次電圧の大きさと考えられるため、ＶＺの代わりに一
次平圧指令Ｖ、Ｉを用いることができる。 スイッチングテーブル２０８は零ベクトル制御信号ＶＺ
＝１のときはこの位相角θに対して割り当てられた電圧
ベクトルＶ、−Ｖ６のいずれかを電圧ベクトル指令ｖ　
、　Ｉとして出力し、Ｖ２＝０のときは前述のごとく零
ベクトルＶ。またはｖ７を電圧ベクトル指令Ｖ−として
出力してインバータ主回路２０９へ送り、インバータ主
回路２０９は図示されない負荷の誘導電動機へ電圧ベク
トル指令ｖ１′に従って電圧を供給してこれを駆動する
。積分手段２０６は前述のように演算した位相角θが２
πに達するとリセットされ、再び０から同じ動作を反復
する。 電圧ベクトル軌跡の切り替えおよび高速での１パルスモ
ードへの切り替えは、スイッチングテーブル２０８への
第２の制御信号θ１．θ２をサフィックスの小さい順に
漸次零に至らしめることにより、すなわちθ１→０．θ
２→０にすることにより行われる。スイッチングテーブ
ルに用いられた円近似電圧ベクトル軌跡の辺数が多く、
６Ｘ（２ｎ＋１）辺の電圧ベクトル軌跡の場合も同様で
、θ１→０．θ２→０．・・・・θ７→０とすればよい
。 θ１→０の操作はインバータ出力電圧がまだ飽和してい
ない状態で、すなわち零ベクトルがまだ出力されている
状態で行われる。本例ではθ１＝０になると電圧ベクト
ル軌跡は第１４図に示したように正六角形の各頂点を１
回ずつトリミングした形になる。スイッチングテーブル
に本例より辺数の多い６Ｘ（２ｎ＋１）辺の円近似電圧
ベクトル軌跡を用いた場合には、θ１＝０になると６×
（２（ｎ−１）＋１）辺の電圧ベクトル軌跡となり、０
になる第二の制御信号θ、のサフィックスが増加するに
従って、辺数の式６ｘ（２ｎ＋１）のｎが１つずつ小さ
いものに変化する。但し、零ベクトルは各辺上に１個ず
つ発生するとは限らず、軌跡上に前記三角波信号の周期
に従って分散される。 １パルスモードにするためには本例ではθ２→０に、ス
イッチングテーブルに用いられた円近似電圧ベクトル軌
跡が一般の６Ｘ（２ｎ＋１）辺の場合には、θゎ→０に
することが必要であるが、零ベクトルが出力されている
と電圧ベクトル軌跡の形は正六角形にはなっても線間電
圧波形は１パルスにはならない。従って、本発明の誘導
電動機の瞬時電流制御方式では電流制御系が飽和し、零
ベクトルが出なくなるのを待ってθ。→０とする。 これは、電圧ベクトル軌跡が正六角形の３パルスモード
のときに零ベクトルを発生させるのを止めて１パルスモ
ードにすると、線間電圧波形の変動が大きくて電流にシ
ョックを発生するからである。 第１２図は本例における一次周波数指令ｆ１＊に対する
θ２．θ２の望ましい制御パターンである。 まずθ、→０とし、次にθ２→Ｏとするが、θ２は第５
図に示した１パルスモードに変化する周波数ｆｉ＋　に
ほぼ相当する周波数で最小オンパルス幅（ＧＴＯのスイ
ッチング性能から決まる最小パルス幅）θｓｉｎ　に達
し、ここで待機させる。スイッチングテーブルに用いら
れた円近似電圧ベクトル軌跡が一般の６ｘ（２ｎ＋１）
辺の場合には、スイッチングテーブルが指定する個々の
電圧ベクトルが出力される一次位相角区間の幅は別に加
えられる第二の制御信号θ１．θ２．・・・・θ７によ
り変化させられ得るものとし、位相角０を起点とした６
０°毎の線に近い電圧ベクトルの一次位相角区間から順
に漸次零に至らしめることにより、すなわちθ１→０．
θ２→Ｏ１・・・・θ５→０とすることにより、−周期
における電圧ベクトルの切り替え回数を低減し、第１２
図に準じてθ。を零にする前に一次周波数指令ｆ１′が
ほぼｆｌ＋　に達した後はθ、。で待機させる。 そこで１２偏差が所定値を越えた時点で、すなわち零ベ
クトルはもう出力されないと判断された時点でθ。→０
にジャンプさせ、ｌパルスモードへの切り替えが完了す
る。このために、本発明では第１２図に示したように一
次周波数指令ｆ１４に対してｆ、付近においてθ、をθ
ｍｌｈで待機させるような電圧ベクトルモード制御信号
θ。を−旦発生せしめ、電流二乗値の偏差信号が所定の
レベルを超過したことを検知して動作する第三の制御信
号発生手段を具えて、１パルスモードの状態に移行する
ときには、前記電圧ベクトルモード制御信号θ、とこの
第三の制御信号との論理積によって、第二の制御信号と
してのθ、を零に移行せしめることを特徴としている。 運転中に架線電圧が低下した場合には電流制御系はより
低速で飽和し、例えばθ、→０に達する前に零ベクトル
は発生しなくなるが支障はない。 第１３図は第５図に対応する本発明におけるスイッチン
グ周波数特性である。三角波発生手段２１１の繰り返え
し周波数を一次周波数指令ｆ１′に応じて変化させるこ
とにより、第１３図の＃１〜＃３に示したようなスイッ
チング周波数特性を得ることができる。最も簡単なのは
スイッチング周波数ｆｃを一定とする＃１のパターンで
ある。また電磁音にも通常の加速感覚を与えるため、一
次局波数指令ｆ、＊が上昇すると共にスイッチング周波
数ｆｅ　も増加する＃２のパターンや、あるいは周波数
切り替えはないが平均的には第５図に示した従来の正弦
波変調法におけるものに近い＃３のパターン等を適宜に
使い分けることにより、従来の不快な音色の変化を軽減
させることができる。 また、第９図は従来の正弦波変調法の３パルスモードを
電圧ベクトル軌跡で表したもので、第１４図は本発明の
場合の３パルスモードの電圧ベクトル軌跡である。従来
方式の３パルスモードは辺の中点に零ベクトルを一個ず
つ持っているが、本発明では正六角形の各頂点を１回ず
つトリミングした形状の電圧ベクトル軌跡で零ベクトル
は１個も含まない。このような３パルスモードの状態か
ら１パルスモードへ切り替えるときの電圧変化の大きさ
は、第９図に示したごとき零ベクトルが辺の中央にある
場合の方がはるかに大きい。従って、本発明によれば前
記のように聴感騒音が改善されるのみでなく、３パルス
モードから１パルスモードへ切り替える場合のショック
を低減し得る。 本発明では３パルスモードを超える場合には、零ベクト
ルは電圧ベクトル軌跡上に非同期ではあるが等しい時間
間隔に配置されるため、正弦波変調のように辺上に１個
ずつに拘束されることはなく、１サイクル内の電流、ト
ルクの脈動はほぼ均一である。 なお、以上詳述したのはカ行加速のときについてであっ
たが、回生制動で減速するときも基本的に同等である。 回生制動ではすべり周波数は負になるため、同じ車両速
度の場合はカ行状態より一次周波数指令ｆ１＊は低く、
より高速まで零ベクトルを含む制御が行われることにな
る。 高速で回生制動が行われるのは一旦惰行状態を経てから
であるが、ノツチオンのとき電流制御系は飽和していな
いので、θ２は（一般の円近似電圧ベクトル軌跡の場合
はθ、は）最小オンパルスθ２＝θ＋ａｌｎ　　（θ、
−〇、ｌゎ）で零ベクトルを含む状態からスタートする
。電流が成長する過程で電流制御系の飽和が生じれば１
パルスモードに自然に移行する。 低速で回生制動を行うときはカ行と同等に処理され、支
障がないことはいうまでもない。 〔実施例〕 第１５図は第１図に示した本発明の基本構成にパルスモ
ードの自動切り替え機能を加えた実施例を示すブロック
図である。第１図でも説明したように実際にはスイッチ
ングテーブルとしてなるべく多数の辺を有する円近似電
圧ベクトル軌跡を用いるが、理解を容易にするために第
１０図に示した電圧ベクトル軌跡をスイッチングテーブ
ルとして用いた場合について説明し、第１図と同一の符
号は同一部分を示して追加された部分についてのみ説明
する。 演算点２０１の出力である電流二乗値Ｉ２の一次電流二
乗値指令Ｉ２＊に対する偏差１２−　１２をブロック２
１４に加える。ブロック２１４はヒステリシスコンパレ
ータ手段で第三の制御信号発生手段を構成するものであ
り、第１１図に示したように動作する。 許容偏差値ΔＩ２は飽和レベル判別値であり、電流二乗
値の偏差が増大してこれを超えると電流飽和検出信号と
して第三の制御信号を０とし、電流二乗値の偏差が負に
なると第三の制御信号を１として出力するヒステリシス
動作をする。 第三の制御信号発生手段２１４の出力は論理積演算をす
るゲート手段２１５に加えられ、１パルスモードへの切
り替え条件となる。 ブロック２１２．２１３は位相手段としての電圧ベクト
ルモード信号発生手段であり、一次層波数指令ｆどを入
力とし、第１２図に示したパターンに従ってそれぞれベ
クトルモード制御信号としてのθ１゜θ２を出力する。 スイッチングテーブルに用いられた円近似電圧ベクトル
軌跡が６ｘ（２ｎ＋１）辺の場合にはこの位相手段はｎ
個存在し、θ１．θ２゜・・・・θ、のベクトルモード
制御信号を発生するものとなる。このうち、θ７を除く
ベクトルモード制御信号はそのまま第二の制御信号とし
てスイッチングテーブル２０８へ送られるが、θ７のみ
は、すなわち本実施例ではθ２のみはゲート手段２１５
へ送られ、第三の制御信号と論理積演算されて第二の制
御信号に変換された後スイッチングテーブル２０８　へ
送られる。 かくして本実施例ではθ２が０Ｍ１゜に達し、すなわち
−船釣にはθ。がθ、１．．に達し、且つ電流二乗偏差
が所定値を超えたところで、すなわち電流制御系の飽和
が間違いないことが検出されたところで、自動的に１パ
ルスモードに切り替わる。 第１７図は第１６図に示した本発明の改良した基本構成
にパルスモードの自動切り替え機能を加えた別の実施例
を示すブロック図である。第１５図と異なる点は第１６
図で説明した一次平均電圧指令によるフィードフォワー
ド信号を付加するためにブロック２２０および加算点２
２１を追加したのみであるから、詳細な説明は省略する
。 〔発明の効果〕 本発明による誘導電動機の瞬時電流制御方式によれば、
加速、減速時のキャリア周波数切り替えにより生じる不
快なモータ電磁音変化がほとんどなく、聴感騒音を改善
できると共に、３パルスモードから１パルスモードへの
切り替えのショックを最小限に押えることができる。 電圧ベクトル軌跡の辺の数を切り替えるときは、例えば
θ１→０のときは若干スイッチング周波数が変化するが
、従来方式のようにこの前後で特に変化しないため、電
磁音の音色、電流の変動等は認識できないほど軽微であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式の要部
を示すブロック図、 第２図は代表的な電気車用可変電圧可変周波数インバー
タの基本的な構成を示す回路図、第３図は代表的な電気
車の特性曲線図、第４図は従来の正弦波変調法を説明す
る波形図、第５図はインバータの基本周波数ｆ１とスイ
ッチング周波数ｆｓｗとの関係を示すキャリア周波数特
性図、 第６図はインバータの主回路をスイッチとみなした等偏
口路面、 第７図は瞬時電圧ベクトル図、 第８図は正弦波変調の９パルスモードの電圧ベクトル軌
跡、 第９図は正弦波変調の３パルスモードの電圧ベクトル軌
跡、 第１０図は本発明の実施例のスイッチングテーブルに含
まれる円近似電圧ベクトル軌跡、第１１図は第三の制御
信号を発生するヒステリシスコンパレータの特性図、 第１２図は本発明の実施例における電圧ベクトルモード
信号発生用位相特性図、 第１３図は本発明におけるスイッチング周波数特性図、 第１４図は本発明における３パルスモードの電圧ベクト
ル軌跡を示す図、 第１５図は第１図に示した本発明の基本構成にパルスモ
ードの自動切り替え機能を加えた実施例を示すブロック
図、 第１６図は第１図に示した方式を改良した本発明の誘導
電動機の瞬時電流制御方式の要部を示すブロック図、 第１７図は第１６図に示した本発明の基本構成にパルス
モードの自動切り替え機能を加えた別の実施例を示すブ
ロック図である。 １ａ・・・集電装置く正給電線） １ｂ・・・レール（負給電線） ２・・・フィルタリアクトル ３・・・フィルタコンデンサ ４・・・インバータの主回路部分 ４１ａ　〜４６ａ　・ＧＴＯ ４１ｂ〜４６ｂ・・・帰還ダイオード ５・・・誘導電動機 ６・・・モータ電流センサ ６０１・・・一次電流値（１、） ７・・・回転速度センサ ７０１・・・回転速度信号（ｒ、） ９０１・・・ＧＴＯ通電信号 １０・・・周波数及び電流制御手段 １００１・・・モーター次周波数指令（ｆ、”）１００
２・・・一次電流指令（１，”）１１・・・指令発生手
段 １１０１・・・すべり周波数指令（ｆ、”）１１０２・
・・トルク指令（Ｔ） ２０１・・・演算点 ２０２・・・比較器 ２０３・・・ローパスフィルタ手段 ２０４・・・除算手段 ２０５・・・乗算手段 ２０６・・・積分手段 ２０７・・・回転方向判別手段 ２０８・・・スイッチングテーブル ２０９・・・インバータ主回路 ２１０・・・ＰＩ増幅器 ２１１・・・三角波発生手段 ２１２、２１３・・・位相手段 ２Ｉ４・・・ヒステリシスコンパレータ手段（第三の制
御信号発生手段） ２１５・・・論理積演算ゲート手段 ２２０・・・−数平均電圧指令誘導手段２２１・・・加
算点 第３図 丁Ｅ、Ｌｆｓ ｌ Ｖ、すｍ 第４図 ｄ（Ｒｅ） 第５図 （Ｖ＋） 第６ 図 第８図 第１１図 第１２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、指令された電動機一次周波数より得られる一次鎖交
   磁束ベクトルが位相角に対応してほぼ円軌跡を描くよう
   な指令された回転方向成分を持つ電圧ベクトルを割り当
   てたスイッチングテーブルを具え、前記一次鎖交磁束ベ
   クトルの位相角情報からインバータの出力電圧ベクトル
   を直接指令する制御方式において、前記スイッチングテ
   ーブルが指定する電圧ベクトルと零ベクトルとの発生期
   間比率を変えて所定の繰り返えし周期で切り替え制御し
   、一次電流を指令された値に追従させることを特徴とす
   る誘導電動機の瞬時電流制御方式。 ２、一次電流二乗値指令と検出された電流の二乗値との
   偏差の比例積分増幅手段と所定の繰り返えし周期の三角
   波発生手段とを具え、前記比例積分増幅手段の出力信号
   が三角波より低レベルのときは零ベクトル制御信号ＶＺ
   を０にして零ベクトル指令を発生し、高レベルのときは
   零ベクトル制御信号ＶＺを１として前記スイッチングテ
   ーブルが指定する通常の電圧ベクトル指令を発生する零
   ベクトル制御信号発生手段により切り替え制御する請求
   項１記載の誘導電動機の瞬時電流制御方式。 ３、一次電流二乗値指令と検出された電流の二乗値との
   偏差の比例積分増幅手段と、所定の繰り返えし周期の三
   角波発生手段、および一次電流二乗値指令と一次周波数
   指令とから一次平均電圧指令を演算する手段とを具え、
   この一次平均電圧指令と前記比例積分増幅手段の出力信
   号との和信号が三角波より低レベルのときは零ベクトル
   制御信号ＶＺを０にして零ベクトル指令を発生し、高レ
   ベルのときは零ベクトル制御信号ＶＺを１として前記ス
   イッチングテーブルが指定する通常の電圧ベクトル指令
   を発生する零ベクトル制御信号発生手段により切り替え
   制御する請求項１記載の誘導電動機の瞬時電流制御方式
   。 ４、零ベクトル制御信号ＶＺの平均値＠ＶＺ＠を演算す
   る手段と、与えられた一次周波数指令ｆ＿１＾＊から瞬
   時一次周波数指令ｆ＿ｉ＝ｆ＿１＾＊／＠ＶＺ＠を演算
   する手段と、ＶＺ＝１のときは２πｆ＿ｉを積分しＶＺ
   ＝０のときは現状を保持し且つ積分値が２πに達すると
   これを０にリセットすることにより一次鎖交磁束ベクト
   ルの位相角θ＝２π∫ｆ＿ｉｄｔ（０≦θ≦２π）を得
   る手段とを具えた請求項２または３記載の誘導電動機の
   瞬時電流制御方式。 ５、請求項２における比例積分増幅手段出力信号または
   請求項３における一次平均電圧指令と比例積分増幅手段
   出力信号との和信号を、零ベクトル信号ＶＺの平均値＠
   ＶＺ＠として代用することを特徴とする請求項４記載の
   誘導電動機の瞬時電流制御方式。 ６、スイッチングテーブルが指定する個々の電圧ベクト
   ルが出力される一次位相角区間の幅は別に加えられる第
   二の制御信号により変化させ得るものとし、位相角０を
   起点としたπ／３毎の線に近い電圧ベクトルの一次位相
   区間から順に漸次零に至らしめることにより、１周期に
   おける電圧ベクトルの切り替え回数を低減することを特
   徴とする請求項１記載の誘導電動機の瞬時電流制御方式
   。 ７、一次周波数が低いときには１周期における電圧ベク
   トルの切り替え回数を多くし、一次周波数の上昇と共に
   該切り替え回数を段階的に低減していき、最終的には１
   周期当り６ステップの出力電圧最大の状態とする請求項
   ６記載の誘導電動機の瞬時電流制御方式。 ８、前記第二の制御信号として一次周波数の上昇に応じ
   て減少し零に至る電圧ベクトルモード制御信号を発生す
   る手段を具える請求項７記載の誘導電動機の瞬時電流制
   御方式。 ９、電流の二乗値の偏差信号が所定のレベルを超過した
   ことを検知して動作する第三の制御信号発生手段を具え
   、１周期６ステップの状態に移行するときには、前記電
   圧ベクトルモード制御信号とこの第三の制御信号との論
   理積により実行することを特徴とする請求項８記載の誘
   導電動機の瞬時電流制御方式。