JPH02119600A

JPH02119600A - 誘導電動機の瞬時電流制御装置

Info

Publication number: JPH02119600A
Application number: JP63270962A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Omori; 洋一大森; Ichiro Miyashita; 一郎宮下
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 1988-10-28
Filing date: 1988-10-28
Publication date: 1990-05-07
Anticipated expiration: 2010-11-15
Also published as: JPH07108115B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はインバータにより誘導電動機を駆動するものに
おいて、中、低速における磁気騒音の低減を目的とする
もので、例えば車両駆動のように低いスイッチング周波
数で運転する用途に適するものである。

〔従来の技術〕

電気車駆動用ＰＷＭインバータは高圧、大容量のため、
使用するべきスイッチング素子に充分な周波数特性を持
つものがなく、例えばスイッチング周波数を４００Ｈｚ
程度で制限している。また、インバータの電圧降下を減
らし、なるべく主電動機に大きい電圧をかけるため、中
、高速ではＰＷＭ制御をやめて１パルスモードに切り換
えることが必要である。

第２図は代表的な電気車用可変電圧可変周波数インバー
タの基本的な構成を示す。１ａは集電装置、１ｂはレー
ルで、それぞれ正および負の給電線を示し、２はフィル
タリアクトル、３はフィルタコンデンサである。破線で
囲まれるブロック４はインバータの主回路部分を示し、
４１ａ〜４６ａはＧＴｏ。

４１ｂ〜４６ｂは帰還ダイオード、接合点Ｕ、　　Ｖ、
　Ｗは交流出力端子を示す。

破線で囲まれるブロック５は誘導電動機１．６はモータ
電流センサ、７は回転速度センサである。

ブロック１１は指令発生手段で、所望のトルクを指令す
るトルク指令１１０２　（↑）およびこれに対応するす
べり周波数指令１１０１　（ｆｓ”）と前記回転速度セ
ンサ７からの回転速度信号７０１等から、モーター次周
波数指令１００１　（ｆど）と一次電流指令１００２（
ｒ　、　”）　　とをブロック１０へ送る。ブロック１
ｏは周波数および電流制御手段で、前記一次局波数指令
ｆ、１１と一次電流指令Ｉどおよび前記モータ電流セン
サ６からの出力６０１である一次電流値■、とがら、パ
ルス幅変調を行うことにより実際のＧＴＯ通電信号を発
生し、絶縁増幅してインバータ４へＧＴＯｉｉｌ電信分
信号９０１る。

第３図は代表的な電気車の特性曲線であり、横軸Ｖは車
両速度（またはモータ速度ｆｍ）　、纒軸Ｔは引張力（
またはモータトルク）、■はモータ実効電流、巳はモー
タ実効電圧、ｆｓはすべり周波数である。

速度範囲〔０，ｖＩ〕は定トルク加速である。この範囲
は電圧制御領域であり、すべり周波数ｆｓ。

モータ実効電流Ｉ共はぼ一定で、モータ実効電圧Ｅは車
両速度Ｖにほぼ比例して上昇する。

速度範囲（Ｌ、　Ｖｚ）は定出力加速領域で、ここでは
インバータ出力電圧は飽和しており、すべり周波数ｆｓ
をほぼ車両速度■に比例して増加させ、電流一定として
いるが、モータトルクＴは車両速度Ｖに逆比例して減少
する。

それ以上の速度範囲〔ｖ２．〜〕は特性加速領域で、モ
ータトルクＴは車両速度のほぼ二乗に逆比例して低下す
る。

速度範囲（０，ｖ＋）における制御法は第４図の波形に
より説明することができる。

三角波Ｖｃはインバータのスイッチング周波数を決める
キャリア、正弦波νｕ　＊　、　ｖｖ　＊　、　ｖｗ　
１１は変調波で、インバータが出力すべき周波数と平均
振幅とを持つ三相電圧の指令信号である。これらは第２
図で述べたブロック１０の内部で処理されるが、既に周
知の技術であるから詳細な説明は省略する。

従来の正弦波変調の要点はＧＴＯの通電信号がキャリア
と変調波との交点から決められるということであり、従
って第４図は線間電圧の半波間に９個のパルスを有する
９パルスモードの場合を示し、インバータ周波数の上昇
に従って次に３パルスモードとなる。また他の変調法を
利用して７，５パルスモードを９．３パルスモードの間
に入れることもある。次に３パルスモードとなる。

キャリアは変調波の整数倍周波数に選ぶことが多く、同
期関係を保っている。従って、インバータ基本周波数ｆ
、　（モーター次周波数）が上昇するとキャリア周波数
ｆｃも上昇する。大容量ＧＴＯでは前述のようにそのス
イッチング周波数ｆｓｗは４００１１ｚ程度が限界のた
め、インバータ基本周波数ｆ、が上昇するとインバータ
基本周波数ｆ１に対するキャリア周波数ｆｃの倍率を切
り替えて、スイッチング周波数ｆｓｗを下げる必要があ
る。

第５図はインバータ基本周波数ｆ、とスイッチング周波
数ｆｓｗとの関係の一例を示す。すなわち、第３図で述
べた速度範囲（０，Ｖｉの領域では、極低速の部分が非
同期波形であることを除き、インバータ８９間電圧半サ
イクルのパルス数が２１．１５゜９．７，５，３．１に
なるように、インバータ基本周波数ｆ、に応じてキャリ
ア周波数ｆｃの倍率を切り替えており、これによって第
５図に示したように、スイッチング周波数「Ｓ−が破線
で示した４　００　Ｈｚを超えないように管理さている
。横軸中のｆｌｌ　は第３図の車両速度Ｖ、にほぼ対応
する周波数である。

〔発明が解決しようとする課題〕

第５図に示したようにスイッチング周波数を切り替える
と、電流のリップル成分が急変するためモータの発生す
る磁気音も急変し、車両の加速に応じて不連続に音色の
変化を生じる。本発明はスイッチング周波数の制御法を
改良し、前述のような不快音を低減せしめることを目的
とする。

（課題を解決するための手段）本発明にかかる誘導電動機の瞬時電流制御方式について
説明するに先立って、ＰＷＭインバータによる誘導電動
後の駆動における各部の動作について少し詳細に考察す
る。

第６図はインバータの主回路をスイッチとみなした等価
回路図である。三相誘導電動機の−、次側各相端子ｕ、
ｖ、ｗに接続された３個の切り替えスイッチＳｕ、　Ｓ
ｖ、　Ｓｗの切り替え接点は電圧Ｖｄｃ／２を有する正
側母線か−Ｖｄｃ／２の電圧を有する負側母線のいずれ
かに必らず投入されており、中間位置を取ることはない
。それは、通電中にＧＴＯをオフしても反対側の帰還ダ
イオードを通ってモータのインダクタンス分に起因する
続流が流れるためである。

スイッチＳｕ、　Ｓｖ、　Ｓｗの状態の組み合わせによ
り全部で８通りの状態があり、これを複素平面上の瞬時
電圧ベクトルＶ、で表すと、但し、Ｖｕ、　Ｖｖ、　Ｖ砦はそれぞれスイッチＳｕ、
　ＳｖＳｗの状態により＋Ｖｄｃ／２または−Ｖｄｃ／
２の２値のいずれかを取る。これより、瞬時電圧ベクト
ルν１は第７図に示したＶ、〜ｖ６のように長さが（ｉ
Ｔ３　ｖ　ｃ　ｄの電圧ベクトルと、ＶＯ＋　シフのよ
うに畏さが０のベクトルで表される。ｖｏおよびＶ、は
３個のスイッチをすべて負母線に投入された場合および
すべて正母線に投入された場合に生じるもので、特に零
ベクトルと呼ぶ。また、第７図の記号（１００）　、　
（１１０）等の括弧内の３個の１またはＯは、スイッチ
Ｓｕ。

Ｓｖ、　Ｓ−のそれぞれを、正母線に投入されたとき１
、負母線に投入されたとき０で表現したものである。

このスイッチの投入関係を第４図の各相ＧＴＯ点弧波形
Ｖｕ、　Ｖｖ、　Ｖｗに対応させ、瞬時電圧ベクトルｖ
１で表すと、第８図のように電圧ベクトルＶ、−Ｖ、が
多角形の辺を構成し、各辺の中点に黒点で示した零ベク
トルν。またはり、が１個づつ配置されたベクトル軌跡
が得られる。このとき、第４図に示したθ′−０°の点
が実線（ｄ軸）の負方向に対応し、これと中心角θ′を
なすベクトルφ１は瞬時電圧ベクトルν、を時間積分し
たもので．一次鎖交磁束に対応するベクトルである。

φ、　　＝　ｆｖ、ａｔ　　　　　　　　　　　　　　
・”■第４図あるいはこれを電圧ベクトルで示した第８
図は第５図において９パルスモードに対応し、線間電圧
で表すと半サイクルが９個のパルスで構成される。パル
ス数の増減と共に電圧ベクトルの軌跡の多角形の辺の数
および零ベクトルの個数も増減する。電圧ベクトルｖ１
〜ｖ６が出力されると、第８図の一次鎖交磁束ベクトル
φ１の先端の軌跡は各辺上を一定の速度で進行するが、
零ベクトルｖｏまたはｖ、、が出力されると停止する。

一般にインバータの出力周波数には無関係に、誘導電動
機の一次鎖交磁束をほぼ一定に保つことが必要であるが
、出力する電圧ベクトルＶ、〜Ｖ、の長さはＬ万ｖｄｃ
で一定であるから．一次鎖交磁束φ、の大きさは零ベク
トルの出力時間により制御される。すなわち、低周波数
、低電圧はど零ベクトルが出力される時間比率が大きく
、高周波数、高電圧はど零ベクトルの出力時間比率が小
さく、ある周波数より高い周波数では零ベクトルは全く
出力されなくなる。

第９図は３パルスモードの電圧ベクトル軌跡を示す。各
辺上の零ベクトル　ｖｏまたはＶ、が消滅するとベクト
ル軌路は単なる正六角形となる。これが１パルスモード
であり、このときインバータは最高電圧を出力する。

第８図および第９図からも類推できるように、３の奇数
倍のパルスモードの場合には一次鎖交磁束ベクトルφ１
の先端の円に近似した軌跡（以下これを円近似電圧ベク
トル軌跡と称する）はＯ。

を起点として６０°毎に合同で、且つＯｏを起点として
６０°毎の線に関して対象である。すなわち、ＶＺをＯ
を含んだ自然数としたとき、パルスモードが３　、　９
　、１５．−−−−−−３　Ｘ　（２ｎ＋１）の場合に
は円近似電圧ベクトル軌跡は６．１８．３０．−・−＝
−・・−・・６×（２０＋１）の辺数を持つ多角形とな
り、各辺の中点にそれぞれ零ベクトルを有する。第１０
図は１５パルスモードの場合の、すなわち３０の辺を有
する他色形の円近似電圧ベクトル軌跡を示すが、但し各
辺の中込の零ベクトルｖ０またはｖ７は示していない。

０°を起点とする６０°毎の線、すなわち０゜６０’　
、　１２０　”　、　１８０°、　２４０　．３００°
の線上に終始する辺の中心からの見込み角をθ１とし、
その隣の辺の中心から見込み角をθ２とし、以下３０゜
を起点とする６０°毎の線、すなわち３０°、９０°。

１５０″’　、　２１０　’　、　２７０　’　、　３
３０　’の線上に存在する辺の前の辺まで順次θ３〜θ
。とする。例えば、第１０図に示した３０辺の多角形で
は角θ１とθ２とを有するが、この角θ１を０にすると
第８図に示した９パルスモードの場合の１８辺の多角形
となり、更に角θ２．も０にすると第９図に示した３パ
ルスモードの場合の正六角形となる。

また、第１０図に示した１５パルスモードの３０辺の多
角形の形において、図示してないが３０°を起点とし６
０°毎の線上に存在する辺の中心の零ベクトルを無くす
ると１３パルスモードになり、さらに見込み角がθ１の
辺の中心の零ベクトルも無くすると９パルスモードとな
り、更に見込み角θ２の辺の中心の零ベクトルも無くす
ると５パルスモードとなる。

従来のＰＷＭインバータではこのように、円近似電圧ベ
クトルの各辺の中心に一般に零ベクトルを有しているが
、本発明はこの零ベクトルの責務である電圧制御と．一
次鎖交磁束ベクトルφ１の円近似制御とを分離し得るこ
とに着目してなされたものであり、なるべく辺数の多い
前述の円近似電圧ベクトル軌跡の第１０図に示したよう
な零ベクトルを全く含まない電圧ベクトルのパターンを
用い、これに電流の瞬時値制御の結果から要求される零
ベクトルを重ね合わせて用いる。

すなわち、本発明にかかる誘導電動機の瞬時電流制御方
式は、指令された一次周波数より得られる一次鎖交磁束
ベクトルが位相角に対応してほぼ円軌跡を描くような指
定された回転方向成分を持つ電圧ベクトルを割り当てた
スイッチングテーブルを具え、前記一次鎖交磁束ベクト
ルの位相角情報からインバータの出力電圧ベクトルを直
接指令する制御方式において、前記スイッチングテーブ
ルが指定する電圧ベクトルと零ベクトルとを必要とする
時点で切り替え制御し．一次電流を指令された値に追従
させることを特徴とするものである。

スイッチングテーブルが指定する電圧ベクトルと零ベク
トルとを必要とする時点で切り替え制御するために．一
次電流二乗指令と検出された電流の二乗値との偏差が下
限値に達すると零ベクトル制御信号ＶＺを０にして零ベ
クトル指令を発生し、その後前記偏差が上限値に達する
と零ベクトル制御信号ＶＺを１にして通常の電圧ベクト
ル指令を発生する零ベクトル制御信号発生手段を具え、
ＺＶ＝１のとき前記スイッチングテーブルが指定する電
圧ベクトルを発生し、ＺＶ＝Ｏのとき零ベクトルを発生
するよう切り替え制御する。

更に、本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式では．一
次鎖交磁束ベクトルφ１の一次位相角を知るために、零
ベクトル制御信号ＶＺの平均値ＶＺを演算する手段と、
与えられた一次周波数指令ｆ１″から瞬時一次局波数指
令ｆどＶＺ／ＶＺを演算する手段と、ＶＺ＝１のときは
２πｆｉを時間積分し、ＶＺ−〇のときは現状を保持し
且つ積分値が２πに達するとこれをＯにリセットするこ
とにより一次鎖交磁束ベクトルの位相角θ＝２πｆｆ１
ｄｔ（０≦θ≦２π）を得る手段を具える。

また．一次周波数の増大に伴って一周期当りのパルス数
を減少させるために、スイッチングテーブルが指定する
個々の電圧ベクトルが出力される一次位相角区間の幅は
別に加えられる第二の制御信号により変化させ得るもの
とし、位相角Ｏを起点としたπ／３毎の線に近い電圧ベ
クトルの一次位相角区間から順に漸次零に至らしめるこ
とにより、１周期における電圧ベクトルの切り替え回数
を低減することを特徴とする。

一次周波数が低いときには１周期における電圧ベクトル
の切り替え回数を多くし．一次周波数の上昇と共に該切
り替え回路を段階的に低減していき、最終的には１周期
当り６ステップの出力電圧最大の状態にする。

従って、本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式は、前
記第二の制御信号として一次周波数の上昇に応じて減少
し零に至る電圧ベクトルモード制御信号を発生する手段
を具える。

１周期当り６ステップの出力電圧最大の状態に移行する
に際しては零ベクトル発生の必要がないことを確認する
ため、電流の二乗値の偏差信号が所定のレベルを超過し
たことを検知して動作する第三の制御信号発生手段を具
え、１周期６ステップの状態に移行するときには、前記
電圧ベクトルモード制御信号とこの第三の制御信号との
論理積により実行する。

また、ＰＷＭインバータの主回路を構成するスイッチン
グ素子のスイッチング周波数を所望の値に制限するため
に、本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式は、通常の
電圧ベクトルから零ベクトルに切り替えられる単位時間
当りの回数である零ベクトル周波数を検知する手段を具
えると共に、零ベクトル制御信号発生手段に用いられる
電流二乗値の許容偏差の上、下限値を可変とし、零ベク
トル周波数が所望値に一致するように前記電流二乗値の
許容偏差値を変更することを特徴とする。

〔作　用〕

本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式は、前述の通り
なるべく辺数の多い円近似電圧ベクトル軌跡のパターン
によるスイッチングテーブルを用いるのが有効であり、
実際には９０以上もの辺を有する円近似電圧ベクトル軌
跡のスイッチングテーブルを用いるのであるが、理解を
容易にするために第１０図に示した３０辺の円近似電圧
ベクトル軌跡のスイッチングテーブルを用いた場合を例
として、本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式の要部
を示す第１図のブロック図によって作用を説明する。

第１図において２０８が前記のスイッチングテープルで
あり、第１０図に示した零ベクトルを含まない円近似電
圧ベクトル軌跡のパターンを記憶素子あるいはソフトウ
ェアで格納している。入力端子（１）〜（５）から入力
される各入力情報によって出力端子（６）からインバー
タ主回路２０９へ．一次鎖交磁束ヘクトルφ１の位相角
θに従った電圧ベクトルＶ。

〜ｖ６か、または零ベクトルＶ、、　Ｖ、を派生するよ
うに電圧ベクトル指令ｖ、′を出力する。端子（１）は
零ベクトル制御信号ＶＺ、端子（２）は一次鎖交磁束ベ
クトルの位相角θ、端子（３）は周波数の正負すなわち
正逆転を制御する信号のそれぞれ入力端子であり、また
端子（４）、　（５）は第二の制御信号として電圧ベク
トル軌跡の辺の数を制御する信号θ、、θ２の入力端子
である。

本例ではスイッチングテーブルが第１０図に示した３０
辺の電圧ベクトル軌跡を用いているので、第二の制御信
号はθ１およびθ２の２個のみであるが、低速ではもっ
と多数の辺を有する円近似電圧ベクトル軌跡を用いるの
で、６　Ｘ　（２ｎ＋１）辺の電圧ベクトル軌跡を用い
た場合にはｎ個の第二の制御信号を有し、０を起点とし
た６０°毎の線に近い電圧ベクトルの一次位相角区間か
ら順にθ１．θ２θ７とする。

第１図のブロック図の上半部は一次電流二乗値の指令１
２″の制御ループで、下半分が一次周波数の制御ループ
である。

すべり周波数ｆｓと一次電流値Ｉを用いると、モータ発
生トルクＴはで表され、ここにω５はすべり角周波数であってω８＝
２πｆｓであり、Ｒ２はモータの二次抵抗値、Ｌ２はモ
ータの二次インダクタンス、Ｍは相互インダクタンスで
ある。

すなわち、すべり周波数ｆｓと電流の二乗値１２とを制
御すれば、トルクＴがリニアに制御できる。

ただし、■は一次電流ベクトルの長さであり、モータ入
力端子に流入する電流瞬時値をｉｕ、　ｉｖ、商とする
と次式で示される。

１”＝　２　（ｉｕ”　＋　１ｕｉｖ　＋　ｉｖ”）　
　　　　　　−■なぜならば、３相電流ｉｕ、　ｉν＋
　（ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖ）を２相変換したｉｄ、　ｉｑ
を用いて１２＝ｉｄ２＋　ｉｑ２　　　　　　　　　　　　　・
・・■１ｄ＝Ｊ’ｉ、万（ｉｕ−（ｉｖ＋ｉｗ）／２）
　＝ｆｈｉｕ　　　　−■１ｑ＝Ｆ万（ｉｖ−ｔｗ）＝
面（ｉｕ＋２ｉｖ）　　　　　−■を得、これらからｉ
ｄ、　ｉｑを消去して式■を得る。

第１図の１２は測定された３相電流ｉｕ、　ｉｖ、　ｉ
−についで、図示されていない部分で式■により演算処
理をしたものである。演算点２０１は電流二乗指令１２
１と実際の電流二乗値■２との偏差を求める演算点であ
り、演算点２０１の電流二乗偏差出力が許容偏差Δ１２
をヒステリシス値とするヒステリシスコンパレータ手段
２０２に入力される。これら演算点２０１　とヒステリ
シスコンパレータ手段２０２とが零ベクトル制御信号発
生手段を構成している。

第１１図は電流二乗偏差を入力とし零ベクトル制御信号
ｖｚを出力とするヒステリシスコンパレータ手段２０２
の入出力特性を示すグラフであり、電流二乗偏差ｉｚ−
−１２が大きくなると零ベクトル制御信号ＶＺ＝１（非
零ベクトル指令）を生じて、インパーク主回路２０９に
電圧ベクトルＶ、〜ｖ６のいずれかを発生せしめて偏差
を減少させる。電流二乗偏差Ｉ２“−Ｉ２が負になると
零ベクトル制御信号ｖＺ＝０（零ベクトル指令）を生じ
、インバータ主回路２０９は零ベクトルｖ０またはＶ、
を生じて偏差が増大するまで保持する。ヒステリシスコ
ンパレータ手段２０２は以上の動作を繰り返し、図の矢
印の方向へ周回する。ブロック２０３は零ベクトル制御
信号ｖＺの平均値ｖＺを得るためのローパスフィルタ手
段であり、平均値ＶＺはＯ≦ＶＺ≦１の範囲で変化する
。

入力ｆどはモーター次周波数指令であり、第１図には示
されていない部分で第２図に示したようにモータ速度ｆ
ｍとすべり周波数指令ｆｓ”によりｆ＋”　　　＝ｆｍ
　　＋　　ｆｓ”　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　−−・■なる演算処理に
より得られる。モーター次周波数指令ｆ１′には正、負
の極性を持たせ、回転方向判別手段２０７によりこれを
判断し、後述する位相角θに対して割り当てられた電圧
ベクトル辺の方向を制御する。

一次周波数指令し’″は除算手段２０４において零ベク
トル制御信号の平均値ＶＺで除算され．一次局波数指令
ｆ１′より高い周波数に変換される。これは更に乗算手
段２０５により零ベクトル制御信号ＶＺを乗じられ、瞬
時一次局波数指令ｆｉに変換される。

ｆ　ｉ　＝　ｆ　Ｉ”　ＶＺ／ＶＺ　　　　　　　　　
　　　　　−■瞬時一次周波数指令ｆｉはＶＺ＝Ｏのと
きＯ，ＶＺ＝１のときｆ−／ＶＺとなる脈動する周波数
であるが、その平均値は一次周波数指令ｆ１＊に等しい
。積分手段２０６に加えられた瞬時一次局波数指令ｆｉ
は次式に示されるごとく一次鎖交磁束ベクトルφ１の位
相角θに変換される。

θ＝　２　πｆ　ｆｉｄｔ＝　２　πｆ　Ｌ”　ＶＺ／
ＶＺｄｔ　　　−（＠これは、ＶＺ＝１のときは２πｆ
ｔを積分し、ＶＺ−〇のときは現状を保持することに相
当する。

位相角θは瞬時一次局波数指令ｆｉの脈動に対応し、零
ベクトルのときは停止し、非零ベクトルのときは角速度
２πＬ”　／ＶＺで進行し、進行、停止を反復する。

スイッチングテーブル２０８は零ベクトル制御信号ＶＺ
＝１のときこの位相角θに対して割り当てられた電圧ベ
クトルｖ１〜Ｖ、のいずれかを電圧ベクトル指令Ｖ、１
１として出力し、ＶＺ＝Ｏのときは前述のごとく零ベク
トルｖ０またはＶ、を電圧ベクトル指令Ｖ、０として出
力しインバータ主回路２０９へ送り、インバータ主回路
２０９は図示されていない負荷の誘導電動機へ電圧ベク
トル指令Ｖ、（ｌに従って電圧を供給してこれを駆動す
る。積分手段２０６は演算した位相角θが２πに達する
とリセットされ、再びＯから同じ動作を反復する。

電圧ベクトル軌跡の切り替えおよび高速での１パルスモ
ードへの切り替えは、スイッチングテーブル２０８への
第二の制御信号θ３．θ２をサフィックスの小さい順に
漸次零に至らしめることにより、すなわちθ１→０．θ
２→０とすることにより行われる。スイッチングテーブ
ルに用いられた円近似電圧ベクトル軌跡の辺数が多く　
６　ｘ　（２ｎ＋り辺の電圧ベクトル軌跡の場合も同様
でθ１→Ｏ１θ２→０．−・・−一−−−−−−−−　
θ、→０とすればよい。

θ、→０の操作はインバータ出力電圧がまだ飽和してい
ない状態で、すなわち零ベクトルがまだ出力されている
状態で行われる。本例ではθ、−〇になると電圧ベクト
ル軌跡は第１４図に示したように正六角形の各頂点を１
回づつトリミングした形になる。スイッチングテーブル
に本例より辺数の多い６　Ｘ　（２ｎ＋１）辺の円近似
電圧ベクトル軌跡を用いた場合には、θ、＝０になると
６　Ｘ　（２（ｎ−１）＋１）辺の電圧ヘクトル軌跡と
なり、０になる第二の制御信号θ。のサフィックスが増
加するに従って、辺数の式６　Ｘ　（２ｎ＋１）のｎが
１つづつ小さいものに変化する。但し、零ベクトルは各
辺の中点においてではなく、軌跡上にランダムに分散さ
れる。

１パルスモードにするためには本例ではθ２→０に、ス
イッチングテーブルに用いられた円近似電圧ベクトル軌
跡が一般の５　Ｘ　（２ｎ＋１）辺の場合には、θ。→
０にすることが必要であるが、零ベクトルが出力されて
いると電圧ベクトル軌跡の形は正六角形になっても線間
電圧波形は１パルスにはならない。従って、本発明では
電流制御系が飽和し、零ベクトルが出なくなるのを待っ
てθ７→０とする。これは、電圧ベクトル軌跡が正六角
形の３パルスモードのときに零ベクトルを発生させるの
を止めて１パルスモードにすると、線間電圧波形の変動
が大きくて電流にショックを発生するからである。

第１２図は本例における一次周波数指令ｆ、Ｉに対する
θ８．θ２の制御パターンである。まずθ、→０とし、
次にθ２→０とするが、θ２は第５図に示した１パルス
モードに変化する周波数ｆｌ＋にほぼ相当する周波数で
最小オンパルス（ＧＴＯのスイッチング性能から決まる
最小パルス幅）θｍｉｎに達し、ここで待機させる。ス
イッチングテーブルに用いられた円近似電圧ベクトル軌
跡が一般の６Ｘ（２ｎ＋１）辺の場合には、スイッチン
グテーブルが指定する個々の電圧ベクトルが出力される
一次位相角区間の幅は別に加えられる第二の制御信号θ
１゜θ２．−・−・−〇。により変化させ得るものとし
、位相角０を起点とした６０°毎の線に近い電圧ベクト
ルの一次位相角区間から順に漸次零に至らしめることに
より、ずなわちθ１→Ｏ５θ２→０゜・−θ。→Ｏとす
ることにより、１周期における電圧ベクトルの切り替え
回数を低減し、第１２図に準じてθ７を零にする前に一
次周波数指令ｒ１′がほぼｆｌ＋　に達した後はθｍｉ
ｎで待機させる。

そこで１２偏差が所定値を超えた時点で、すなわち零ベ
クトルはもう出力されないと判断された時点でθ７→０
にジャンプさせ、１パルスモードへの切り替えが完了す
る。このために本発明では第１２図に示したように一次
周波数指令ｆどに対してｆ、付近においてθ７をθｍｉ
ｎで待機させるような電圧ベクトルモード制御信号θ１
を一旦発生せしめ、電流二乗値の偏差信号が所定のレベ
ルを超過したことを検知して動作する第三の制御信号発
生手段を具えて、−周期６ステップの状態に移行すると
きには、前記電圧ベクトルモード制御信号θ７とこの第
三の制御信号との論理積によって、第二の制御信号とし
てのθ７を零に移行せしめることを特徴としている。運
転中に架線電圧が低下した場合には電流制御系はより低
速で飽和し、例えば、θ１→０に達する前に零ベクトル
は発生しなくなるが支障はない。

第１３図は第５図に対応する本発明におけるスイッチン
グ周波数特性を示す。零ベクトルがランダムに出力され
るために確定したスイ・ノチング周波数がなく、加速に
伴った明確なキャリア周波数の変化がない。このために
不快な電磁音の変化もなく聴感が改善される。

また、第９図は従来の正弦波変調法の３パルスモードを
電圧ベクトル軌跡で表したもので、第１４図は本発明の
３パルスモードの電圧ベクトル軌跡テする。従来方式３
パルスモードは辺の中点に零ベクトルを一個ずつ持って
いるが、本発明では１個もない。このような３パルスモ
ードの状態から１パルスモードへ切り換えるときの電圧
変化の大きさは、第９図に示したごとく零ベクトルが辺
の中央にある場合の方がはるかに大きい。従って、本発
明によれば前記のように聴感騒音が改善されるのみでな
く、３パルスモードから１パルスモードへ切り替える場
合のシコックを低減し得る。

本発明では３パルスモードを超える場合には、零ベクト
ルは電圧ベクトル軌跡上にランダムに配置されるが、そ
の間隔はほぼ一定で正弦波変調のように辺の中点に拘束
されないため、１サイクル内の電流、トルクの脈動はほ
ぼ均一である。

〔実施例］第１５図は第１図に示した本発明の基本構成にパルスモ
ードの自動切り替え機能を加えた実施例を示すブロック
図である。第１図でも説明したように実際にはスイッチ
ングテーブルとしてなるべく多数の辺を存する円近似電
圧ベクトル軌跡を用いるが、理解を容易にするために第
１０図に示した電圧ヘクトル軌跡をスイッチングテーブ
ルとして用いた場合について説明し、第１図と同一の符
号は同一部分を示して追加された部分についてのみ説明
する。

演算点２０１の出力である電流二乗値Ｉ２の一次電流二
乗値指令Ｉ２“に対する偏差＋Ｚ−ｒ２をブロック２１
４に加える。ブロック２１４はヒステリシスコンパレー
タ手段で第三の制御信号発生手段を構成するもので、ヒ
ステリシスコンパレータとしては第１１図に示したもの
と類似の動作をするが、ヒステリシスコンパレータ手段
２０２の場合と異なり１、許容偏差値ΔＩ２は第１１図
の４〜５倍と大きくして電流制御系の飽和が間違いなく
検出できるようにしてあり、電流二乗値の偏差が増大し
てこれを超えると電流飽和検出信号としての第三の制御
信号出力２１４ａを０とし、電流二乗値の偏差が減少し
て零に達すると第三の制御信号２１４ａを１とするヒス
テリシス動作をする。

第三の制御信号発生手段２１４の出力である第三の制御
信号２１４ａは論理積演算をするゲート手段２１５へ加
えられ、１パルスモードへの切り替え条件となる。

ブロック２１２．２１３は位相手段としての電圧ベクト
ルモード信号発生手段であり．一次周波数指令ｆ、１″
を入力とし、第１２図に示したパターンに従ってそれぞ
れベクトルモード制御信号としてのθ１゜θ２を出力す
る。スイッチングテーブルに用いられた円近似電圧ベク
トル軌跡が６　Ｘ　（２ｎ＋１）辺の場合にはこの移相
手段はｎ個存在し、θＩ８θ２．・−・−θ７のベクト
ルモード制御信号を発生するものとなる。このうち、θ
。を除くベクトルモード制御信号はそのまま第二の制御
信号としてスイッチングテーブル２０８へ送られるが、
θ７のみは、すなわち本実施例ではθ２のみはゲート手
段２１５へ送られ、第三の制御信号２１４ａと論理積演
算されて第二の制御信号に変換された後スイッチングテ
ーブル２０８へ送られる。

かくして本実施例ではθ２がθｍｉｎに達し、すなわち
−船釣にはθアがθｍｉｎに達し、且つ電流二乗偏差が
所定値を超えたところで、すなわち電流制御系の飽和が
間違いないと検出されたところで、自動的に１パルスモ
ードに切り替わる。

また、ブロック２１６はヒステリシスコンパレータ手段
２０２から出力される零ベクトル制御信号ｖＺの立ち上
りでトリガされる単安定回路手段で、定幅のパルスを出
力する。ブロック２１７はローパスフィルタ手段で、そ
の出力としてキャリア周波数に相当する零ベクトル周波
数ｆｃ’　　を発生する。

これは別に与えられる零ベクトル周波数指令ｆｃ”と演
算点２１８で比較され、その偏差が増幅手段２１９へ送
られて増幅さた上ヒステリシスコンパレータ手段２０２
へ入力される。ヒステリシスコンパレータ手段２０２は
これによって零ベクトル周波数ｆｃ’が零ベクトル周波
数指令ｆｃ”に追従するようにヒステリシス値である許
容偏差ΔＩ２を修正する。このように制御することによ
って、キャリア周波数ｆｃを用いなくても平均スイッチ
ング周波数ｆｓ―を零ベクトル周波数指令ｆｃ”の１７
３近傍に制御することができる。

〔発明の効果〕

本発明による誘導電動機の瞬時電流制御方式によれば、
加速、減速時のキャリア周波数切り替えにより生じる不
快なモータ電磁音変化がほとんどなく、聴感騒音を改善
できると共に、３パルスモードから１パルスモードへの
切り替えのショックを最小限に押えることができる。

電圧ベクトル軌跡の辺の数を切り替えるときは、例えば
θ、→０のときは若干スイッチング周波数が変化するが
、従来方式のようにこの前後で特に変化しないため、電
磁音の音色、電流の変動等は認識できないほどで軽微で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の誘導電動機の瞬時電流制御方式の要部
を示すブロック図、第２図は代表的な電気車用可変電圧可変周波数インバー
タの基本的な構成を示す回路図、第３図は代表的な電気
車の特性曲線図、第４図は従来の正弦波変調法を説明す
る波形図、第５図はインバータの基本周波数ｆ１とスイ
ッチング周波数ｆｓ１１との関係を示すキャリア周波数
特性図、第６図はインバータの主回路をスイッチとみなした等価
回路図、第７図は瞬時電圧ベクトル図、第８図は正弦波変調の９パルスモードの電圧ベクトル軌
跡、第９図は正弦波変調の３パルスモードの電圧ベクトル軌
跡、第１０図は本発明の実施例のスイッチングチーフルに含
まれる円近似電圧ベクトル軌跡、第１１図は電流二乗値
の偏差用ヒステリシスコンパレータの特性図、第１２図は本実施例における電圧ベクトルモード信号発
生用位相特性図、第１３図は本発明におけるスイッチング周波数特性図、第１４図は本発明における３パルスモードの電圧ベクト
ル軌跡を示す図、第１５図は第１図に示した本発明の基本構成にパルスモ
ードの自動切り替え機能を加えた実施例を示すブロック
図である。１ａ・・・集電装置（正給電線）１ｂ・・・レール（負給電線）２・・・フィルタリアクトル３・・・フィルタコンデンサ４・・・インバータの主回路部分４１ａ　〜４６ａ　・・ＧＴＯ４１ｂ〜４６ｂ・・・帰還ダイオード５・・・誘導電動機６・・・モータ電流センサ６０１・・・１次電流値７・・・回転速度センサ７０１・・・回転速度信号９０１・・・ＧＴＯ通電信号１０・・・周波数及び電流制御手段１００１・・・モーター次周波数指令（ｒ　、　”）１
００２・・・一次電流指令（Ｉど）１１・・・Ｉ話合発生手段１１０１・・・すべり周波数指令（ｆｓ”）１１０２・
・・トルク指令（Ｔ）２０１、２１８・・・演算点２０２・・・ヒステリシスコンパレータ手段２０３、２
１７・・・ローパスフィルタ手段２０４・・・除算手段２０５・・・乗算手段２０６・・・積分手段（一次鎖交磁束ベクトルの位相角
を得る手段）２０７・・・回転方向判別手段２０８・・・スイッチングテーブル２０９・・・インバータ主回路２１２、２１３・・・位相手段（電圧ベクトルモード信
号発生手段）２１４・・・ヒステリシスコンパレータ手段（第三の制
御信号発生手段）２１４ａ・・・電流飽和検出信号（第三の制御信号）２
１５・・・論理積演算ゲート手段２１６・・・単安定回路手段２１９・・・増幅手段

Claims

【特許請求の範囲】

１．指令された電動機一次周波数より得られる一次鎖交
磁束ベクトルが位相角に対応してほぼ円軌跡を描くよう
な指定された回転方向成分を持つ電圧ベクトルを割り当
てたスイッチングテーブルを具え、前記一次鎖交磁束ベ
クトルの位相角情報からインバータの出力電圧ベクトル
を直接指令する制御方式において、前記スイッチングテ
ーブルが指定する電圧ベクトルと零ベクトルとを必要と
する時点で切り替え制御し、一次電流を指令された値に
追従させることを特徴とする誘導電動機の瞬時電流制御
方式。
２．一次電流二乗値指令と検出された電流の二乗値との
偏差が下限値に達すると零ベクトル制御信号ＶＺを０に
して零ベクトル指令を発生し、その後前記偏差が上限に
達すると零ベクトル制御信号ＶＺを１として通常の電圧
ベクトル指令を発生する零ベクトル制御信号発生手段を
具え、ＶＺ＝１のとき前記スイッチングテーブルが指定
する電圧ベクトルを発生し、ＶＺ＝０のとき零ベクトル
を発生するよう切り替え制御する請求項１記載の誘導電
動機の瞬時電流制御方式。
３．零ベクトル制御信号ＶＺの平均値ＶＺを演算する手
段と、与えられた一次周波数指令ｆ＿１から瞬時一次周
波数指令ｆｉ＝ｆ＿１ＶＺ／ＶＺを演算する手段と、Ｖ
Ｚ＝１のときは２πｆｉを積分し、ＶＺ＝０のときは現
状を保持し且つ積分値が２πに達するとこれを０にリッ
セトすることにより一次鎖交磁束ベクトルの位相角θ＝
２πｆｆｉｄｔ（０≦θ≦２π）を得る手段を具えた請
求項２記載の誘導電動機の瞬時電流制御方式。
４．スイッチングテーブルが指定する個々の電圧ベクト
ルが出力される一次位相角区間の幅は別に加えられる第
二の制御信号により変化せ得るものとし、位相角０を起
点としてπ／３毎の線に近い電圧ベクトルの一次位相角
区間から順に漸次零に至らしめることにより、１周期に
おける電圧ベクトルの切り替え回数を低減することを特
徴とする請求項１記載の誘導電動機の瞬時電流制御方式
。
５．一次周波数が低いときには１周期における電圧ベク
トルの切り替え回数を多くし、一次周波数の上昇と共に
該切り替え回数を段階的に低減していき、最終的には１
周期当り６ステップの出力電圧最大の状態とする請求項
４記載の誘導電動機の瞬時電流制御方式。
６．前記第二の制御信号として一次周波数の上昇に応じ
て減少し零に至る電圧ベクトルモード制御信号を発生す
る手段を具える請求項４記載の誘導電動機の瞬時電流制
御方式。
７．電流の二乗値の偏差信号が所定のレベルを超過した
ことを検知して作動する第三の制御信号発生主眼を具え
、１周期６ステップの状態に移動するときには、前記電
圧ベクトルモード制御信号とこの第三の制御信号との論
理積により実行することを特徴とする請求項５記載の誘
導電動機の瞬時電流制御方式。
８．通常の電圧ベクトルから零ベクトルに切り替えられ
る単位時間当りの回数である零ベクトル周波数を検知す
る手段を具えると共に、零ベトクル制御信号発生手段に
用いられる電流二乗値の許容偏差の上，下限値を可変と
し、零ベクトル周波数が所望値に一致するように前記電
流二乗値の許容偏差を変更することを特徴とする請求項
１〜７のいずれか１項記載の誘導電動機の瞬時電流制御
方式。