JPH02200003A - 電力増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は電力増幅回路の改良に関する。

（従来の技術） 低電源電圧で安定にしかも確実に動作するとともに出力
用トランジスタのアイドル電流をも容易に設定すること
ができる電力増幅回路は特公昭０２−１２ＨＯ号により
知られている。

この回路の構成は第３図に示すものであり、以下簡単に
説明する。ＶＩＮは入力信号、抵抗Ｒ１゜Ｒ２ダイオー
ドＱ１、コンデンサＣＲはバイアス電圧発生回路である
。コンデンサＣＲは電源リップルを除去するだめのもの
である。トランジスタＱ２、ＱＢは入力段の差動増回路
を、トランジスタＱ４、ＱＢはドライバー段を構成する
ものである。５ＥＰＰ出力段を構成するトランジスタＱ
５、Ｑ７はＢ駆動作するものである。正確にはアイドル
電流が流れていることから非常にＢ級に近いＡＢ級の動
作をしている。トランジスタＱ８〜ＱＩＯはトランジス
タＱ７の電流を検出するものであり、トランジスタＱｌ
ｌ〜Ｑ１３演算回路を構成し、結局のところ、トランジ
スタＱ１２の電流ＩＦは出力トランジスタＱ７、ＱＢの
電流１１、Ｉ２の積の平方根に比例するＩＦｃｃ７ｒＴ
］ＸＩ２−が得られる。

仮に何らかの原因で無信号時の電流Ｉｆ、１２（すなわ
ちアイドル電流）が増加したとすると、電流ＩＦも増加
する。このとき、定電流源ＩＡの電流は一定であること
からトランジスタＱ２、ＱＢの動作電流は減少する。こ
れにより抵抗Ｒ５、Ｒ６、の電圧降下が減少→トランジ
スタＱ４、ＱＢのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥが減少
→トランジスタＱ４　、ＱＢの動作電流が減少〜抵抗Ｒ
７１、Ｒ８の電圧降下が減少−トランジスタＱ５　、Ｑ
７の電流、すなわち電流Ｉｔ、１２が減少するというル
ープとなる。

逆に電流１１．Ｉ２が減少したときはやはり上記ループ
で電流１１、Ｉ２は増加する。以上のことから無信号時
における電流Ｉｆ％　Ｉ２は何らかの原因で増加したり
、減少したりしても一定になるよう制御されるものであ
る。

ところで、上記一定に制御するループは直流に対しては
有効に働いていないとならないが、交流に対しても同様
に働くと、全体の回路の安定性を損なうことになる。特
にアンプのオープンループ利得が高い場合顕著となり、
正常な動作は期待できなくなってしまう。これをループ
のＡＣ利得を低下させて回路全体の安定性を保つ役目を
するのがコンデンサＣＸである。コンデンサＣＸの容量
が十分に大きければ交流成分は全てここで落ちてしまう
ことから、ループが有効に働くのは直流のみとなり、回
路が不安定になることを防止できる。

なお、特公昭８２−１２８９０号では第３図のＣｘに相
当するコンデンサはループの利得が高いときのみ必要で
あるとされているが、実際には出力電流や歪率確保ため
にループゲインは高く設定する必要が一般的である。以
上のことから実用上コンデンサＣｘは外すことができな
いものである。

ところで特公昭８２−１２６９０号では電源リップルを
落とすためのコンデンサＣＲが省かれているが、実際に
乾電池動作をさせるにはその内部抵抗から必ずリップル
が生じ、この対策のためにバイアス電圧を発生させる箇
所にコンデンサＣＲを入れる必要のあるものである。

（発明が解決しようとする課題） 上記した回路ではクロスオーバー歪を発生させることな
く出力段のアイドル電流を小さな値に抑え、ばらつきも
少ない電力増幅回路を実現できるが、現実的にはコンデ
ンサが増加する問題がある。しかもこのコンデンサは容
量的にケミカルコンデンサでなければ得られない値のた
め、形状が大きくコストも高いという問題がある。タン
タルコンデンサを用いると形状は小さくなるもののコス
トはさらに高くなるという問題がある。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明の電力増幅回路はコンデンサにより安定化され
たバイアス電圧を供給するとともに入力信号を供給する
前段増幅回路と、この前段増幅回路の出力により駆動す
るプッシュプル構成した出力用の第１および第２のトラ
ンジスタと、この第１のトランジスタの動作電流を検出
する検出回路と、この検出回路の検出電流に比例した電
流で動作し、ベース・エミッタ間電圧が第２のトランジ
スタのベース・エミッタ間電圧と加算する一第３のトラ
ンジスタと、ベース・エミッタ間電圧同志を加算する第
４および第５のトランジスタを有し、該第４および第５
のトランジスタのベース・エミッタ間電圧の加算値と前
記第２および第３のトランジスタのベース・エミッタ間
電圧の加算値とが等しくなるように接続し、前記第１お
よび第２のトランジスタの動作電流１１，１２に対して
ほぼＩＰｏｃＦロコ］ゴとなる電流ＩＦを生成し、前記
第４および第５トランジスタの出力側から出力する演算
回路と、前記第１および第２のトランジスタの無信号暗
電流をほぼ一定に保つように前記演算回路の出力電流Ｉ
Ｐに対応する電流を前記コンデンサに帰還する帰還回路
とを備えてなるものである。

（作用） 上記手段により、演算回路の出力を前段に帰還するにあ
たって、バイアス電圧安定用のコンデンサに戻す構成と
しているため、ここで交流帰還ループが断たれ、回路は
何ら不安定となることなく、発振せずに電流の安定化が
計れるように動作する。

（実施例） 以下この発明の一実施例につき図面を参照して詳細に説
明する。

第１図において、ＶＩＮは被電力増幅信号の信号源であ
り、その出力の一端はコンデンサＣＩＮを介してＮＰＮ
　トランジスタＱ２のベースに接続しである。トランジ
スタＱ２のエミッタは他のＮＰＮトランジスタＱ３のエ
ミッタに接続するとともにトランジスタＱ２、Ｑ３の動
作電流を決定する抵抗Ｒ４を介して接地しである。トラ
ンジスタＱ２のコレクタは負荷抵抗Ｒ６を介してスピー
カＳＰの一方の入力端に、トランジスタＱ３のコレクタ
は負荷抵抗Ｒ５を介してスピーカＳＰの他方の入力端を
接続した電源Ｖｃｃに接続しである。電源Ｖｃｃと接地
間には抵抗Ｒ１、ダイオードＱｌ、抵抗Ｒ２を直列接続
し、抵抗Ｒ１とダイオードＱ１の接続点とトランジスタ
Ｑ２のベース間には抵抗Ｒ３を竣続するとともに一方を
接地した電源リップル除去用コンデンサＣＲの他方を接
続しである。

スピーカＳＰの一方の入力端はコンデンサＣＢＳ。

抵抗ＲＩＯを介してトランジスタＱ３のベースに接続し
、トランジスタＱ３のベースは抵抗Ｒ１１コンデンサＧ
ＮＰを介して接地しである。

トランジスタＱ３のコレクタにベースを接続したＰＮＰ
　）ランジスタＱ４のコレクタは抵抗Ｒ７を介して接地
し、エミッタは電源ＶＣＣに接続しである。トランジス
タＱ２のコレクタにベースを接続しだＰＮＰ　ｌ−ラン
ジスタＱ６のコレクタは抵抗Ｒ８を介してコンデンサＣ
ＢＳと抵抗ＲＩＯの接続点に、エミッタはスピーカＳＰ
の一方の入力端にそれぞれ接続しである。トランジスタ
Ｑ４のコレクタはエミッタを接地したＮＰＮトランジス
タＱ５のベースに接続し、トランジスタＱ５のコ、レク
タは抵抗Ｒ８、ＲＩＯの接続点に接続するとともにベス
をトランジスタＱ６のコレクタに接続したＮＰＮトラン
ジスタＱ７のエミッタに接続しである。

トランジスタＱ７のコレクタは電源ＶＣＣに接続しであ
る。トランジスタＱ７のベースにベースを接続したトラ
ンジスタＱ８のエミッタは抵抗Ｒ９を介してトランジス
タＱ７のエミッタに接続し、コレクタはＰＮＰトランジ
スタＱ９のコレクタとベースに接続しである。トランジ
スタＱ９のベースにベースを接続したＰＮＰ　）ランジ
スタＱＩＯのコレクタはベースをトランジスタＱ５のベ
ースに接続し、コレクタを接地したＰＮＰトランジスタ
Ｑ１１のエミッタに接続しである。トランジスタＱ９、
ＱＩＯのエミッタはスピーカＳＰの一方の入力端に接続
しである。トランジスタＱｌｌのエミッタはＮＰＮトラ
ンジスタＱ１２のベースに接続し、トランジスタＱ１２
のエミッタはベースおよびコレクタが接地されたＰＮＰ
トランジスタＱ１３のエミッタに接続しである。トラン
ジスタＱ１２のコレクタはコンデンサＣＲと抵抗Ｒ１の
接続点に接続しである。

上記構成において抵抗Ｒ１、Ｒ２、ダイオードＱｌ、コ
ンデンサＣ１？はバイアス電圧発生回路である。またト
ランジスタＱ２　、Ｑ３は入力段の差動増幅回路を構成
するものである。トランジスタＱ４、Ｑ８はドライバー
段を、トランジスタＱ５、Ｑ７は５ＥＰＰ出力段をそれ
ぞれ構成するものであり、正の半サイクルはトランジス
タＱ６　、Ｑ７側がオンし、負の半サイクルではトラン
ジスタＱ４、Ｑ５側がオンする。トランジスタＱ８、抵
抗Ｒ９およびカレントミラー回路を構成するトランジス
タＱ９、ＱＩＯはトランジスタＱ７の電流を検出するも
ので、トランジスタＱ９．ＱＩＯのカレントミラーで折
り返してトランジスタＱｌｌの動作電流としている。ト
ランジスタＱ　ｌｌ−Ｑ　１３はトランジスタＱ７　、
Ｑ５の電流１１Ｓ　１２の積の平方根に比例する電流Ｉ
Ｆを作り出す演算回路を構成している。

今、電流１１、Ｉ２のアイドル、電流が増加したとする
。これにより電流ＩＦの増加→抵抗Ｒ１の電流の増加お
よびトランジスタＱｌ、抵抗Ｒ２の電流の減少→バイア
ス電圧（ダイオードＱ１のアノード側）の低下→トラン
ジスタＱ２のベース電位の低下−トランジスタＱ２のエ
ミッタ電位の低下→抵抗Ｒ４の電流の減少−トランジス
タＱ２、Ｑ３の電流の減少→抵抗Ｒ５、Ｒｅの電流の減
少−抵抗Ｒ５、Ｒｅの電圧降下の減少−トランジスタＱ
４、Ｑ６のＶＢＥの減少→トランジスタＱ４、Ｑ５の動
作電流の減少→抵抗Ｒ７、Ｒ８の電流の減少−抵抗Ｒ７
、Ｒ８の電圧降下の減少−トランジスタＱ５、Ｑ７の電
流の減少→トランジスタＱ５、Ｑ７の動作電流すなわち
電流Ｉｆ、１２の減少というループで電流１１，１２は
小さくなる。

逆に電流Ｉｔ、１２が減少したと仮定すると、上記ルー
プで電流ＩＩ、１２増加する動作をおこなう。このよう
にして電流Ｉｔ、１２は一定に保たれるものである。

ところで、トランジスタＱ１２のコレクタはコンデンサ
Ｃ１２に接続されていることから、交流分はコンデンサ
ＣＲで落とされることになる。つまり、コンデンサＣＲ
は電源リップルを落とすためばか、りでなく、ここでは
アイドル電流帰還ループの交流分も落とす役目と兼ねる
ものである。このコンデンサＣＲによりループの交流的
な利得はなくなり、回路が不安定となることが防止でき
る。

第２図はこの発明の他の実施例を示すものであり、５Ｅ
ＰＰ出力段をＰＮＰとＮＰＮ形のトランジスタＱ７°、
Ｑ５゛を用いたコレクタ出力形としてブートストラップ
を廃止するとともにバイアス電圧発生回路もダイオード
Ｑｌと抵抗Ｒ４に換えてカレントミラーを構成するトラ
ンジスタＱ２０、Ｑ２１を用いたものである。第２図に
おいてもコンデンサＣＲはアイドル電流帰還ループにあ
り、電源リップルの除去とともにループの交流的な利得
はなくなり回路が不安定となることはない。

［発明の効果］ 以上記載したように、この発明の電力増幅器によれば、
コンデンサを新たに追加することなくクロスオーバー歪
の発生を防止するとともに出力段のアイドル電流を小さ
な値に抑え、ばらつきも少なくできる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図はこ
の発明の他の実施例を示す回路図、第３図は従来の回路
図である。 ＣＲ・・・・・・・・・コンデンサ Ｑ２　、Ｑ３　、Ｑ５　、Ｑ７　、Ｑｌｌ−Ｑ１３・・
・トランジスタ Ｒ４・・・・・・・・・抵抗

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. コンデンサにより安定化されたバイアス電圧を供給する
   とともに入力信号を供給する前段増幅回路と、この前段
   増幅回路の出力により駆動するプッシュプル構成した出
   力用の第１および第２のトランジスタと、この第１のト
   ランジスタの動作電流を検出する検出回路と、この検出
   回路の検出電流に比例した電流で動作し、ベース・エミ
   ッタ間電圧が第２のトランジスタのベース・エミッタ間
   電圧と加算する第３のトランジスタと、ベース・エミッ
   タ間電圧間同志を加算する第４および第５のトランジス
   タを有し、該第４および第５のトランジスタのベース・
   エミッタ間電圧の加算値と前記第２および第３のトラン
   ジスタのベース、エミッタ間電圧の加算値とが等しくな
   るように接続し、前記第１および第２のトランジスタの
   動作電流１１、１２に対してほぼＩＦ■√（Ｉ１×Ｉ２
   ）となる電流ＩＦを生成し、前記第４および第５トラン
   ジスタの出力側から出力する演算回路と、前記第１およ
   び第２のトランジスタの無信号時電流をほぼ一定に保つ
   ように前記演算回路の出力電流ＩＦに対応する電流を前
   記コンデンサに帰還する帰還回路とを備えてなることを
   特徴とする電流増幅回路。