JPH02200043A - 遅延検波復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は位相変調されたディジタル通信信号の受信装置
に利用する。特に、ランダムアクセス通信による移動無
線通信方式の固定局側の受信装置に利用するに適する。

本発明は、変調された位相の余弦および正弦に対応する
二つの検波出力を得る遅延検波回路を用いて、ディジタ
ル位相変調信号の復調を行う方式において、送信側の搬
送波周波数に変動があるときの受信符号誤り率特性の劣
化を改善するものである。

〔従来の技術〕

位相変調されたディジタル信号の復調には同期検波回路
あるいは遅延検波回路を利用する技術が広く知られてい
る。一般に同期検波回路では遅延検波回路より誤り率特
性が優れている。しかし、同期検波回路では受信側で送
信側の搬送波周波数を再生する必要があり、このためデ
ータ信号の伝送に先立ち長いプリアンプル信号の伝送が
おこなわれている。したがって連続的な信号を伝送する
通信方式ではよいが、バースト信号を伝送する通信方式
では、プリアンプル信号の送信時間が全体の通信時間に
対して占める割合が大きくなり伝送効率が低下する。

これに対して遅延検波回路は受信側で搬送波の再生を必
要としないから、プリアンプル信号の伝送の必要はなく
、バースト信号の伝送には伝送効率が良い利点があるが
、同期検波回路に比べると上述のように誤り率特性に劣
る。特に、送信側の搬送波周波数が変動する場合には誤
り率特性が著しく劣化する。したがって移動通信方式に
は不向きである。すなわち、移動局装置には装置の大き
さ、価格、利用できる電源、変動し易い環境条件などの
制約があり、搬送波周波数を十分安定に設計することが
できない。さらに移動局が高速で移動しているときには
、ドツプラ効果により送信側の搬送波周波数は変動して
いなくとも、受信側の搬送波周波数はみかけ上変化して
受信される。したがって、受信される送信搬送波周波数
にはある程度の周波数偏差を許容することが必要である
。

このように、移動通信方式では固定局装置に遅延検波回
路を用いると十分な誤り率が得られなかった。

これを改善するこめに、固定局の受信装置で、送信装置
の搬送波周波数の変動による遅延検波出力の歪を測定し
て、受信装置の局部発振周波数を送信側の搬送波周波数
の変動に追従させる技術が考えられた。この技術によれ
ば相応に誤り率を改善することができる。これは、一つ
の送信装置が繰り返しバースト信号を送信する方式では
、搬送波周波数の変動は緩やかであるから、受信装置で
これに追従することは可能でありかなりの効果を発揮す
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、多数の移動局が同一チャンネルを利用するラン
ダムアクセス通信では、固定局で受信されるバースト信
号毎に送信装置が異なるから、その送信搬送波周波数の
偏差が異なり、搬送波周波数に対する局部発振周波数の
制御が追従できない欠点があった。したがって、多数の
移動局が一つのチャンネルを利用するランダムアクセス
通信で、各移動局がバースト信号を送信する方式には、
局部発振周波数を追従させる遅延検波方式を利用するこ
とができなかった。

本発明は、この欠点を改良するもので、プリアンプルを
送信する必要がない遅延検波の利点を損なうことな（、
ランダムアクセス通信にも遅延検波回路を利用すること
ができ、バースト毎に送信側の搬送波周波数に異なる偏
差があってもこれを補償して誤り率特性を劣化させるこ
とがない装置を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、入力する位相変調されたディジタル信号を遅
延検波回路に与え、基準位相に対する余弦および正弦の
二つの出力を得る。この二つの出力について、入力する
ディジタル信号に間欠的に含まれる固定パターン（例え
ば同期用のフレームパターン）に対する相関値をとり、
この相関値に対して前記二つの出力に重み付けした合成
演算を行い、送信側の搬送波周波数の変動を補償してか
ら、前記ディジタル信号の符号判定を行うことを特徴と
する。

〔作用〕

遅延検波回路では、入力に与えられる位相変調された信
号の基準位相に対する余弦および正弦の二つの検波出力
を得る。この二つの検波出力と固定パターンとの相関を
求め、遅延検波出力を重み付けして合成する演算により
搬送波周波数のずれによる成分を相殺し、送信側の周波
数変動の影響を除くことができる。

〔実施例〕 実施例図面により詳しく説明する。

第１図は本発明実施例装置のブロック構成図である。こ
の実施例は４相位相変調方式の受信装置に実施した例で
ある。この図は移動通信方式の固定局受信装置のうち、
中間周波出力から受信データを再現するまでの回路を示
す。端子１には受信装置の中間周波信号が入力する。端
子１０には受信された位相変調されたディジタル信号が
復調され２ビツトの符号に判定された符号列としての受
信データが送出される。

第１図の装置は、基準位相に対する位相差の余弦および
正弦に対応する二つの出力（Ｉｎ’　、　Ｑｎ’　）を
得る遅延検波回路２と、基準位相に対する位相差の余弦
および正弦に対応する二つの入力（Ｉｎ。

Ｏｎ）から前記ディジタル信号を再現する符号判定回路
９とを備え、前記二つの出力（Ｉｎ’　、　Ｑｎ、’　
）から送信側の搬送波周波数変動に基づく誤差を補償し
て前記二つの入力（Ｉｎ　、Ｏｎ）　とする補償手段を
備える。

この補償手段は、前記二つの出力（Ｉｎ’　、　Ｏｎ’
　）についてそれぞれ前記ディジタル信号に間欠的に１
挿入されている固定パターンとの相関値（Ｃ′。

ｓ′）を求める手段と（３〜７）と、この相関値により
前記二つの出力（Ｉｎ’　、　Ｑｎ’　）の重み付けを
演算子る回路８とを含む。

この固定パターンとの相関値（Ｃ′、Ｓ′）を求める手
段は、前記二つの出力（Ｉｎ’　、　Ｑｎ’　）がそれ
ぞれ一方の入力に与えられ、前記ディジタル信号の同期
用フレームパターンが他方の入力に与えられる二つの相
関回路３−１．３−２と、この相関回路３−１．３−２
の各出力を二乗する二つの二乗回路４−１、４−２と、
この二つの二乗回路の各出力を加算する加算回路５と、
この加算回路５の出力をスレシホルドレベルと比較する
比較回路６と、この比較回路６の出力タイミングで、前
記二つの相関回路３−１．３−２がそれぞれ送出する相
関値（Ｃ′、Ｓ′）を保持するホールド回路７とを含む
。

この装置の動作を説明すると、遅延検波回路２の基準位
相に対する位相差の余弦および正弦に対応する二つの出
力（ｌｎ’　、　Ｏｎ’　）には送信側の搬送波周波数
の偏差Δｆの影響があり、二つの出力は、 と表すことができる。ここでｔ、、は基準位相に基づく
判定タイミングであり、ａｎおよびｂ７は４相位相変調
された２ビツトからなる送信シンボル（ａｎ　、ｂｎ　
）に対応し、 ｔ、＝ｎＴ ただし　ｎ＝・・・・・・−１，０、■、２、・・・・
・・Ｔはシンボル長 である。上記（１）式の位相差ΔΦは位相変調された通
信情報を表し、上記送信シンボル（ａｎ　、ｂｎ　）の
４通りの組み合わせに対応し、て、 （１，１）に対して　　　　π／４ （−１，１）に対して　　３π／４ （−１，−１）に対して　５π／４ （１，−１＞に対して　　７π／４ である。これは上記（１）式で送信側の搬送波周波数の
偏差Δｆがなければ、すなわちΔｆ＝Ｑであれば、遅延
検波回路２の二つの出力（Ｉｎ’　、　Ｑｎ’　）の正
負により送信符号を判定し再現できる。ところが現実に
はΔｆ≠０であるから、直交チャンネル間に干渉が発生
し誤り率特性が劣化する。

ここで本発明の装置では（１）式のうちｃｏｓｌＪｙｒ
ΔｆＴ〕および５ｉｎ（２πΔｆＴ）に対応する値を検
出してこれを周波数偏差△ｆの補償に利用する。すなわ
ち、送信側から送信シンボル（ａｈ　、　　ｂｎ　）と
してｎが１からＮまで連続するＮビットにわたる固定パ
ターンの信号を送信し、受信側では遅延検波回路２の二
つの出力（Ｉｎ’Ｑｎ’　）でこのＮビットにわたる固
定パターンとの相関をとる。一つの出力Ｉｎ′　とこの
固定パターンとの相関Ｃ′およびもう一つの出力Ｏｎ’
とこの固定パターンとの相関Ｓ′は、それぞれ、（以下
本頁余白） となる。

もっとも、この固定パターンは実用的な通信方式では、
わざわざ送信する必要はなく、フレーム毎に繰り返し送
信される同期用のフレームパターンを利用することがで
きる。したがって、上述のようにプリアンプルを送信す
るものと比べると通信の効率を阻害することにはならな
い。

すなわち第１図の実施例装置では、二つの相関回路３−
１．３〜２には端子１１から共通に同期用のフレームパ
ターンが与えられていて、受信されたディジタル信号に
そのフレームパターンが現れると、この相関回路３−１
．３−２の出力相関値が１または−１に近い値となる。

このとき二つの二乗回路４−１゜４−２には１に近い値
が現れる。これを比較回路６でスレシホルドレベルと比
較して、１に近い値が現れている期間にその相関値Ｃ′
およびＳ′をホールド回路７に保持する。

上記（２）式で表され、このようにして求めた二つの相
関Ｃ′およびＳ′を用いて、演算回路８ではＣ＝’＜Ｃ
’　＋Ｓ’　）／Ｊ”： ｓ＝　（−ｃ’　＋ｓ’　）／Ｖ’Ｔ を得て、 ｌｎ＝Ｉｎ’　ｘ　ｃ　＋Ｏｎ’　Ｘ　ｓ＝ａゎ Ｑｎ＝−Ｉｎ’　Ｘ　ｓ　＋Ｑｎ’　Ｘ　ｃ＝ｂ。

を演算する。これにより、送信側の搬送波周波数の偏差
Δｆの影響は除かれ、符号判定回路９にて、単純に信号
の正負を判定することにより送信ディジタル信号を再現
することができる。

第２図は本発明の詳細な説明する特性図である。

上記実施例装置および従来例装置について試験を行った
結果を比較して示す。

第２図は横軸に送信側の搬送波周波数偏差Δｆをとり（
単位ｋ）ｌｚ）　、縦軸に平均ビット誤り率をとって特
性測定結果を示すものである。４相位相変調方式につい
て伝送速度１６ｋｂｐｓ、最大ドツプラ周波数ｆＤ　＝
４０ＨｚでＵＨＦ帯の移動無線通信周波数を利用した。

実線は平均信号対雑音比（Ｅｂ／Ｎｏ）が９．ｌｄＢで
あるとき、破線は同じ＜　１５．１ｄＢであるときを示
す。十印で示す従来例回路では、本発明のように遅延検
波回路の出力に周波数偏差に対する補償を施すことなく
直接符号判定を行った場合であり、白ヌキの印で示す本
発明実施例回路は、上記第１図で説明した実施例装置の
回路を用いた。従来例回路では、周波数偏差Δｒが００
近傍のみで誤り率が小さくなり、周波数偏差が増大する
にしたがって急速に誤り率が劣化していたものが、本発
明実施例では広い範囲にわたり、周波数偏差の影響が補
償されて小さいビット誤り率が得られることがわかる。

〔応用例〕

上記例では固定パターンとの相関によりｃＯ５〔２πΔ
ｆＴ］およびＳｌｎ〔２πΔｆＴ〕に対応する値を検出
したが、受信される無変調信号からこの対応する値を検
出することができる。

同様にこの値を用いて送信側の搬送波周波数偏差の影響
を除去できる。しかし、この場合にはなんらかの形で送
信側から無変調信号を送信することが必要であり、バー
スト信号による通信方式では、必ずしも十分な通信効率
の改善にはならない。

〔発明の効果〕

以上説明したよう：こ、本発明によれば、プリアンプル
を送信する必要がないから、通信効率を阻害することが
ないという遅延検波の利点を損なうことなく、移動通信
方式のランダムアクセス通信にも利用することができ、
バースト毎に送信側の搬送波周波数に異なる偏差があっ
ても、これを補償して誤り率特性を劣化させることがな
い遅延検波復調回路が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明実施例装置のブロック構成図。 第２図は本発明実施例装置の誤り率特性を従来例装置と
対比して示す実測図。 ■・・・中間周波数信号の入力端子、２・・・遅延検波
回路、３−１．３−２・・・相関回路、４−１．４−２
・・・二乗回路、５・・・加算回路、６・・・比較回路
、７・・・ホールド回路、８・・・演算回路、９・・・
符号判定回路、１０・・・受信データの出力端子、１１
・・・同期用フレームパターンの入力端子、１２・・・
スレシホルドレベルの入力端子。 特許出願人　日本電信電話株式会社 −１，５ −０，５ ○　　　０．５ Δｆ（にＨｚ） 菖 回

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、位相変調されたディジタル信号が入力され、基準位
   相に対する位相差の余弦および正弦に対応する二つの出
   力（Ｉｎ′、Ｑｎ′）を得る遅延検波回路（１）と、 基準位相に対する位相差の余弦および正弦に対応する二
   つの入力（Ｉｎ、Ｑｎ）から前記ディジタル信号を再現
   する符号判定回路（９）と を備えた遅延検波復調回路において、 前記二つの出力（Ｉｎ′、Ｑｎ′）から送信側の搬送波
   周波数変動に基づく誤差を補償して前記二つの入力（Ｉ
   ｎ、Ｑｎ）に与える補償手段を備え、この補償手段は、 前記二つの出力（Ｉｎ′、Ｑｎ′）についてそれぞれ前
   記ディジタル信号に間欠的に挿入されている固定パター
   ンとの相関値（ｃ′、ｓ′）を求める手段（３〜７）と
   、 この相関値により前記二つの出力（Ｉｎ′、Ｑｎ′）の
   重み付けを演算する回路（８）と を備えた ことを特徴とする遅延検波復調回路。