JPH02201704A

JPH02201704A - ディスク装置の再生回路

Info

Publication number: JPH02201704A
Application number: JP1021309A
Authority: JP
Inventors: Toshiki Kimura; 木村　俊樹
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1989-01-31
Filing date: 1989-01-31
Publication date: 1990-08-09
Anticipated expiration: 2010-12-18
Also published as: JPH07118049B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［概要］ヘッドから読出した再生信号にピークシフト及び振幅変
動の等化補正を個別に施した後に矩形波リード信号に変
換するディスク装置の再生回路に関し、等化回路の周波数特性を改善して信号再生時の信頼性を
向上することを目的とし、ピークシフト及び周波数変動を補正する等化回路の出力
段、入力段又は入出力段に、再生周波数帯域の信号成分
のみを通過するフィルタを設ける。

［産業上の利用分野］本発明は、ヘッドから読出された再生信号にピークシフ
ト及び振幅変動の等化補正を個別に施した後に矩形波リ
ード信号に変換するディスク装置の再生回路に関する。

磁気ディスク装置の再生回路におっては、ヘッドから読
出された再生信号のピーク位置を検出すると共に所定ス
ライスレベルを越える振幅幅を検出し、検出されたピー
ク位置及び振幅幅に基づいて原信号を忠実に表わす矩形
波リード信号を作り出すようにしている。

このようなディスク装置の再生回路にあっては、再生信
号のピーク位置が前後に隣接する他のピーク位置との相
関（時間間隔の大小）によりシフトすることから、この
ピークシフトを補正する等化回路が必要となる。また再
生周波数が相違すると再生信号の振幅が変動することか
ら、振幅変動を補正する等化回路が必要となる。

更に、等化回路の出力から正確にピーク位置及び振幅幅
を検出するためには、再生周波数帯域を外れるノイズ成
分を除去することが望まれる。

［従来技術］第７図は本願発明者等が既に提案している再生回路の構
成図であり、この再生回路は、ピークシフトと振幅変動
の補正を個別に行なうと共に、各等化回路に使用するデ
レィラインを共通化して回路の簡略化と遅延特性の一致
を図る等化回路としたことを特徴としている。

第７図において、１０はヘッドであり、ヘッド１０から
読出された再生信号は一定ゲインをもつプリアンプ６６
で増幅される。プリアンプ６６の出力は抵抗６８を介し
て電源電圧ＶＣＣにプルアップされ、ピークシフト及び
振幅変動を個別に補正する等化回路１００に入力される
。

等化回路１００によりピークシフトが補正された再生信
号はピーク位置検出回路４０に入力され、再生信号を微
分した後にゼロクロスコンパレータに入力することで再
生信号のピーク位置でＨレベルに立上って所定時間Ｈレ
ベルを維持するピーク位置検出信号（矩形波信号）を発
生する。

また等化回路１００で振幅変動が補正された再生信号は
振幅検出回路４２に入力され、振幅検出回路４２で基準
電圧発生回路４４からの基準電圧上Ｖｒをスライスレベ
ルとした振幅幅を示す振幅検出信号（矩形波信号）を発
生する。そして最終的に分別回路４６でピーク位置検出
回路４０と振幅検出回路４２の出力との論理積（ＡＮＤ
）等を取ることにより矩形波信号に波形整形されたリー
ド信号を作り出す。

等化回路１００は遅延時間τ１を有するデレィライン１
２．遅延時間τ２を有するデレィライン１４、高入力イ
ンピーダンスをもつバッファアンプ１６、１８，２０．
減衰器２２，２４，２６，２８、及び加減算アンプ３０
．３２を備える。

このような等化回路１００においては、ピークシフトと
振幅変動を補正する減衰器の最適値が異なることから、
減衰器２２．２６によりピークシフトを補正するための
最適値を設定し、また減衰器２４．２８により振幅変動
を補正のための最適値を設定できるようにしている。

更にヘッド１０からの再生信号は第８図に示すように、
メインの信号波形４８の前後に逆極性の振幅成分となる
ネガティブエツジ５０をもっている。そこで第７図の等
化回路１００にあっては、減衰器２２．２４により主に
メインの信号波形４８のピークシフトと振幅変動を補正
するための減衰量を設定し、減衰器２６．２８によりネ
ガティブエツジ５０によるピークシフトと振幅変動を補
正するための減衰量を設定している。

［発明が解決しようとする課題］しかしながら、このような再生回路にあっては、等化回
路自体の周波数特性による不要ノイズ成分しか除去する
ことができないため、不要ノイズ成分の影響を受けて等
化回路出力に基づくピーク位置の検出及び振幅幅の検出
を正確に行なうことができず、信頼性の高い信号再生処
理ができない問題があった。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたもので、
等化回路の周波数特性を改善して信号再生時の信頼性を
向上するディスク装置の再生回路を提供することを目的
とする。

［課題を解決するための手段］第１図は本発明の原理説明図でおる。

第１図において、まず本発明は、ヘッド１０から続出さ
れた再生信号を等化回路１００に入力してピークシフト
及び振幅変動の等化補正を個別に施した後に矩形波リー
ド信号に変換するディスク装置の再生回路を対象とする
。

このような再生回路について本発明にあっては、再生周
波数帯域の信号成分のみを通過するフィルタを等化回路
１００のに設ける。即ち、第１図（ａ　）のように等化
回路１００の出力段にフィルタ３４１．３４−２を設け
るか、同図（ｂ）のように入力段にフィルタ３４−３を
設けるか、更には同図（Ｃ）のように入出力段の各々に
フィルタ３４１’、３４−２．３４−３を設ける。

また第１図（ｂ　）（Ｃ）のように等化回路１００の入
力段にフィルタ３４−３を設ける場合には、フィルタ３
４−３と等化回路１００との間にインピ−ダンス整合用
のバッファアンプ３６を設ける。

更に等化回路１００は、ヘッド１０からの再生信号を所
定時間τ１遅延する第１のデレィライン１２と；第１の
デレィライン１２の出力を更に所定時間τ２遅延する第
２のデレィライン１４と：第２のデレィライン１４の出
力を入力した高入力インピーダンスを有する第１のバッ
ファアンプ１６と；第１のデレィライン１２の出力を入
力した高入力インピーダンスを有する第２のバッファア
ンプ１８と：ヘッド１０からの再生信号を直接入力した
高入力インピーダンスを有する第３のバッファアンプ２
０と；第２のバッファアンプ１８の出力を入力した第１
及び第２の減衰器２２．２４と；第３のバッファアンプ
２０の出力を入力した第３及び第４の減衰器２６．２８
と；備え、最終的に第１の加減算アンプ３０により第１
のバッファアンプ１６の出力から第１の減衰器２２の出
力を減算すると共に第３の減衰器２６の出力を加算する
ことでピークシフトに等化補正が施された再生信号を出
力し、また第２の加減算アンプ３２により第１のバッフ
ァアンプ１６の出力から第２の減衰器２４の出力を減算
すると共に第４の減衰器２８の出力を加算するこで振幅
変動の等化補正が施された再生信号を出力するように構
成する。

［作用］このような構成を備えた本発明によるディスク装置の再
生回路にあっては、等化回路自体の周波数特性に依存す
ることなく等化回路の入力段、出力段または入出力段に
設けたフィルタにより再生周波数帯域を外れる不要ノイ
ズ成分を除去してピーク位置検出及び振幅幅検出が正確
にでき、信号再生時の信頼性を大幅に向上できる。

［実施例〕第２図は本発明の一実施例を示した実施例構成図である
。

第２図において、１０はヘッドであり、ヘッド１０で読
取られた磁気ディスクからの再生信号はプリアンプ６６
で一定ゲインの増幅を受け、等化回路１００に入力され
る。等化回路１００に対するプリアンプ６６の出力ライ
ンは抵抗６８を介して電源電圧ｖＣＣにプルアップされ
る。等化回路１００は遅延時間τ１を有する第１のデレ
ィライン１２．遅延時間τ２を有する第２のデレィライ
ン１４．高入力インピーダンスを有する第１．第２及び
第３のバッファアンプ１６，１８，２０゜第１．第２．
第３及び第４の減衰器２２，２４゜２６．２８．更に第
１及び第２の加減算アンプ３０．３２を備える。

加減算アンプ３０はバッファアンプ１６の出力から減衰
器２２の出力を減算すると共に、減衰器２６の出力を加
算することでピークシフトを補正した再生信号を出力す
る。また、加減算アンプ３２はバッフ１アンプ１６の出
力から減衰器２４の出力を減算すると共に減衰器２８の
出力を加算することにより振幅変動を補正した再生信号
を出力する。

ここで、バッファアンプ１６の入力インピーダンスは十
分に高いため、デレィライン１２．’１４を通過してき
た再生信号はバッファアンプ１６の入力で反射され、入
力側に戻る。このため、バッファアンプ１８の入力には
デレィライン１２を通過してきた再生信号とデレィライ
ン１４から戻ってきた反射信号との合成信号が入力する
。また、バッファアンプ２０についてもヘッド１０側か
らの再生信号とデレィライン１４．１２を介して戻って
きた反射信号との合成信号が入力する。

更に、減衰器２２．２４は第８図に示した再生信号波形
におけるメインの信号波形４８によるピークシフｉ〜及
び振幅変動を補正するものであり、減衰器２６．２８は
ネガティブエツジ５０によるピークシフト及び振幅変動
を補正するようになる。

等化回路１００において、ピークシフトに補正が施され
た加減算アンプ３０からの再生信号はフィルタ３４−１
を介してピーク位置検出回路４０に入力され、また、振
幅変動の補正が施された加減算アンプ３２からの再生信
号はフィルタ３４２を介して振幅検出回路４２に入力さ
れる。

フィルタ３４−１．３４−２はヘッド１０からの再生信
号の再生周波数帯域の信号成分のみを通過するフィルタ
特性を有する。例えば、再生周波数信号の周波数帯域が
２〜９ＭＨ２であったとすると、再生最高周波数９ＭＨ
ｚに１〜２　Ｍ　ｌ−１ｚ程度を加えた１０〜１１ＭＨ
ｚ付近にカット数周波数をもつローパスフィルタが使用
される。従って、フィルタ３４−１．３４−２からはカ
ット数周波数を越える周波数成分が除去された所謂、不
要な成分をもたない再生信号を出力するよノ（、−なる
。

フィルタ３４−１からの再生信号を入力したピーク位置
検出回路４０は微分回路５２とゼロクロスコンパレータ
５４を備え、微分回路５２により再生信号を微分して再
生信号のピーク位置でゼロクロスとなる微分信号を作り
出し、この微分信号をゼロクロスコンパレータ５４に入
力し、ゼロクロス位置にＨレベルに反転して一定時間Ｈ
レベルに維持するピーク位置検出信号を発生する。

また、フィルタ３４−２を通過した再生信号を入力した
振幅検出回路４２はコンパレータ５６と５８によりウィ
ンドコンパレータを構成しており、基準電圧発生回路４
４を設けた基準電圧源６０゜６２によりコンパレータ５
６，５８に対し基準電圧子Ｖｒ及び−Ｖｒが設定され、
基準電圧＋Ｖｒまたは、−Ｖｒをスライスレベルとした
振幅幅を持つ振幅検出信号（矩形波信号）を発生する。

そして、ピーク位置検出回路４０及び振幅検出回路４２
の出力は、ＡＮＤゲート６４で構成される分別回路４６
に入力され、両者の論理積をとることでピークシフト及
び振幅変動に補正が施された後にピーク位置及び振幅検
出に基づいて波形整形された矩形波リード信号を得るよ
うになる。

ここで、第１の等化回路に設けたピークシフト補正用の
減衰器２２．２６の減衰量の決定方法としては、ピーク
位置検出回路４０に設けたゼロクロスコンパレータ５４
の出力信号の立ち上がりの時間幅が予め定めた所定値と
なるように決定する。

また、等化回路に設けた振幅変動補正用の減衰器２４．
２８の減衰量の決定方法としては、ヘッド１０からの読
出し信号の最高周波数ｆ　ｍａｘ信号の振幅と最低周波
数ｆ　ｍｉｎの再生信号の振幅が加減算アンプ３２の出
力において等しくなるように設定する。

次に、第３，４図の動作信号波形図を参照して第２図の
実施例の動作を説明する。

第３図（Ａ）はヘッド１ｏからの再生信号の一例を示し
、ヘッド１ｏの出力信号はピーク位置Ｐ１〜Ｐ６を有し
、また、ピーク位置Ｐ２の後ろ、ピーク位置Ｐ３．Ｐ４
の前後、更にピーク位置Ｐ５の前のそれぞれにネガティ
ブエツジ５ｏをもった場合を示している。

この第３図（Ａ＞に示すヘッド１ｏがらの再生信号はプ
リアンプ６６で一定ゲインの増幅を受けた後に等化回路
１００に入力され、ピークシフト及び振幅変動に対する
等化補正が施された後、加減算アンプ３０．３２より第
３図（Ｂ）に示す出力波形となって取り出される。

尚、第３，４図にあっては、等化回路１００にあけるピ
ークシフト補正用の減衰器と振幅変動補正用の減衰器の
減衰量を同一、即ち減衰器２２と２４及び減衰器２６と
２８の各減衰量を同一とすることで、同一等化補正によ
り同一信号波形が得られる場合を説明を簡単にするため
に例にとっている。勿論、実際の回路にあっては減衰器
２２と２６はピークシフト補正用の最適値に設定され、
また減衰器２４と２８は振幅変動補正のための最適値に
設定され、それぞれの最適値は異なったものとなる。

第３図（Ｂ）に示す加減算アンプ３０．３２の出力は、
それぞれフィルタ３４１．３４−２を通過することで不
要ノイズ成分が除去され、ピーク位置検出回路４０の微
分回路５２で微分され、ゼロクロスコンパレータ５４よ
り第３図（Ｃ）に示すようにピーク位置でＨレベルに立
ち上がって一定時間Ｈレベル状態を維持するピーク位置
検出信号を発生する。また、振幅検出回路４２に与えら
れた再生信号は第３図（Ｂ）に併せて示すように基準電
圧源６０．６２からの基準電圧子■ｒ。

−Ｖｒと比較され、＋ｙｒを上回っている振幅幅及び−
ｖｒを下回っている振幅幅に応じた同図（Ｄ＞に示す振
幅検出信号を生ずる。

そして、分別回路４６に設けたＡＮＤゲート６４におい
て、第３図（Ｃ）と（Ｄ＞との論理積が取り出され、同
図（Ｅ）に示す矩形波に波形整形されたリード信号を出
力する。

第４図は第３図（Ａ＞に示す前後にネガティブエツジ５
０を有するピーク位置Ｐ３の孤立波形を例にとって第２
図の等化回路１００の動作を示した動作信号波形図であ
る。

第４図において、ヘッド１０からピーク位置Ｐ３の前後
にネガティブエツジ５ｏをもつ再生信号波形が得られた
とすると、まずデレィライン１２で１１時間遅延され、
同図（Ｂ）に示す出力波形が得られる。続いて、デレィ
ライン１４で１２時間遅延され第４図（Ｃ）に示す信号
波形が得られ、バッファアンプ１６を介して加減算アン
プ３０゜３２に入力される。

一方、バッファアンプ１８に対してはデレィライン７２
を通過した第４図（Ｂ）に示す信号波形とバッノ７アン
プ１６の入力で反射されてデレィライン１４を介して戻
ってきた反射信号との合成信号が入力され、この合成信
号の出力をバッファアンプ１８から受けた減衰器２，２
４の出力は、第４図（Ｄ＞に示す信号波形となる。

更にバッファアンプ２０に対しては、第４図（Ａ＞に示
すヘッド１０からの信号波形とバッファアンプ１６で反
射されてデレィライン１４，１２を介して戻ってきた反
射信号との合成信号が入力し、この合成信号をバッファ
アンプ２０の出力から受けた減衰器２６．２８の出力は
同図（Ｅ＞に示す信号波形となる。

そして、加減算アンプ３０と第４図（Ｃ）に示すバッフ
ァアンプ１６の出力から同図（Ｄ）に示す減衰器２２の
出力を差し引くとともに、同図（Ｅ＞に示す減衰器２６
の出力を加えることで同図（Ｆ）に示す出力波形を生ず
る。

この点は、加減紳アンプ３２についても同様である。

このような第４図に示す孤立波形の処理を第３図（Ａ）
に示した連続波形について同様に施すことで、第３図（
Ｂ）に示す加減算アンプ３０，３２の出力が得られるこ
とになる。

第５図は本発明の他の実施例を示した実施例構成図であ
り、この実施例にあっては等化回路１００の入力段に再
生周波数帯域の信号成分のみを通過するフィルタを設け
たことを特徴とする。

即ち、第５図にあっては、ヘッド１０からの出力信号を
一定ゲイン増幅するプリアンプ６６に続いて、フィルタ
３４−３が設けられる。このフィルタ３４−３は第２図
のフィルタ３４−１，３４２と同様、例えば再生周波数
帯域が２〜９ＭＨ７であったとすると、最高再生周波数
９ＭＨ２に１〜２ＭＨ２を加えた１０〜１１ＭＨ２付近
をカットオフ周波数としたローパスフィルタが使用され
る。

更に、フィルタ３４−３の出力はバッファアンプ３６に
よるインピーダンス整合を受けた後、等化回路１００に
与えられる。等化回路１００及びそれ以降の回路につい
ては、加減算アンプ３０゜３２の出力段にフィルタ３４
−１．３４−２が設けられていない点以外は第２図の実
施例と同じである。

この第５図の実施例にあっては、等化回路１００に再生
信号が入力する前に不要周波数成分をフィルタ３４−３
により除去していることから、等化回路１００における
第４図に示したような波形処理において不要ノイズ成分
の影響が抑えられ、等化回路１００の出力段に設けた場
合に比べ、不要ノイズ成分によるピークシフト及び振幅
変動の補正への影響を低減できる。

第６図は、本発明の他の実施例を示した構成図であり、
この実施例にあっては、等化回路１００の出力段にフィ
ルタ３４−１．３４−２を設けると共に、入力段にもフ
ィルタ３４−３を設けるようにしたことを特徴とする。

即ち、第６図の実施例は第２図と第５図の実施例を組合
せた実施例に相当し、入力段のフィルタ３４−３に続い
ては同様にインピーダンス整合用のバッファアンプ３６
が設けられている。この第６図の等化回路１００の入出
力段に不要ノイズ成分を除去するフィルタを設けた場合
には、第２図及び第５図の実施例に対し更に不要ノイズ
成分による補正等化に対する影響を低減して等化回路１
００の出力に基づくピーク位置検出及び振幅幅検出をよ
り正確に行なうことができる。

尚、上記の実施例にあっては、等化回路１００としてピ
ークシフト及び振幅変動を補正する各等化回路について
デレィライン１２と１４を共通化した回路を例にとるも
のであったが、本発明で用いる等化回路１００はデレィ
ラインを共通化した回路に限定されず、加減算アンプ３
０．３２毎に独立したデレィライン及び減衰器を備えた
等化回路であっても良いことは勿論である。

［発明の効果］以上説明してきたように本発明にれば、ヘッドからの再
生信号成分に含まれる不要ノイズ成分を確実に除去して
ピーク位置の検出及び振幅幅の検出を正確に行なうこと
ができ、信頼性の高い信号再生を実現することができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明図；第２図は本発明の実施例構成図；第３，４図は本発明の動作信号波形図；第５，６図は本
発明の他の実施例構成図；第７図は先行技術の構成図：第８図はネガティブエツジをもつヘッド再生波形図であ
る。図中、ヘッド第１のデレィライン（τ１）第２のデレィライン（τ２）第１のバッファアンプ第２のバッファアンプ第３のバッファアンプ第１の減衰器（ピークシフト補正用）第２の減衰器（振幅変動補正用）第３の減衰器（ピークシフト補正用）第４の減衰器（振幅変動補正用）３０：第１の加減算アンプ（ピークシフト補正用）３２：第２の加減算アンプ（振幅変動補正用）３４−１．３４−２．３４−３　：フィルタ４０：ピー
ク位置検出回路４２：振幅検出回路４４：基準電圧発生回路４６二分別回路４８：メインの波形５０ニネガテイブエツジ５２：微分回路５４：ゼロクロスコンパレータ５６．５８：コンパレータ６０．６２：基準電圧源６４　：ＡＮＤゲート１００：等化回路（Ａ）へ・７ド１０工力Ｃｏ＞＝ｈ衣ｈ２２　、ｚａ：ｘｎ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ヘッド（１０）から読出された再生信号を等化回
路（１００）に入力してピークシフト及び振幅変動の等
化補正を個別に施した後に矩形波信号に変換するディス
ク装置の再生回路に於いて、前記等化回路（１００）の
出力段に再生周波数帯域の信号成分のみを通過するフィ
ルタ（３４−１，３４−２）を設けたことを特徴とする
デイクス装置の再生回路。
（２）ヘッド（１０）から読出された再生信号を等化回
路（１００）に入力してピークシフト及び振幅変動の等
化補正を個別に施した後に矩形波信号に変換するディス
ク装置の再生回路に於いて、前記等化回路（１００）の
入力段に再生周波数帯域の信号成分のみを通過するフィ
ルタ（３４−３）を設けたことを特徴とするディスク装
置の再生回路。
（３）ヘッド（１０）から読出された再生信号を等化回
路（１００）に入力してピークシフト及び振幅変動の等
化補正を個別に施した後に矩形波信号に変換するディス
ク装置の再生回路に於いて、前記等化回路（１００）の
出力段及び入力段の各々に再生周波数帯域の信号成分の
みを通過するフィルタ（３４−１，３４−２，３４−３
）を設けたことを特徴とするディスク装置の再生回路。
（４）前記入力段に設けたフィルタ（３４−３）と等化
回路（１００）との間にインピーダンス整合用のバッフ
ァアンプ（３６）を設けたことを特徴とする請求項２及
び３記載のディスク装置の再生回路。
（５）前記等化回路（１００）は、前記ヘッド（１０）からの再生信号を所定時間（τ１）
遅延する第１のデレィライン（１２）と；該第１のデレ
ィライン（１２）の出力を所定時間（τ２）遅延する第
２のデレィライン（１４）と；該第２のデレィライン（
１４）の出力を入力した高入力インピーダンスを有する
第１のバッファアンプ（１６）と；前記第１のデレィライン（１２）の出力を入力した高入
力インピーダンスを有する第２のバッファアンプ（（１
８）と；前記ヘッド（１０）からの再生信号を直接入力した高入
力インピーダンスを有する第３のバッファアンプ（２０
）と；前記第２のバッファアンプ（１８）の出力を入力して減
衰させる第１及び第２の減衰器（２２，２４）と；前記第３のバッファアンプ（２０）の出力を入力して減
衰させる第３及び第４の減衰器（２６，２８）と；前記第１のバッファアンプ（１６）の出力から前記第１
の減衰器（２２）の出力を減算すると共に前記第３の減
衰器（２６）の出力を加算することによりピークシフト
に等化補正を施した再生信号を出力する第１の加減算ア
ンプ（３０）と；前記第１のバッファアンプ（１６）の出力から前記第２
の減衰器（２４）の出力を減算すると共に前記第４の減
衰器（２８）の出力を加算することにより振幅変動に等
化補正を施した再生信号を出力する第２の加減算アンプ
（３２）と；を備えたことを特徴とする請求項１、２及び３記載のデ
ィスク装置の再生回路。