JPH02206357A - 電力変換装置のゲート電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 ゲートターンオフサイリスタや静電誘導サイリスタ（以
下５ＩＴＹと称する）などの自己消弧形サイリスタを使
用した電力変換装置に係り、特に高周波大電力の装置に
用いて効果が大きく、誘導加熱、モータ駆動、アクティ
ブフィルタ等の分野での利用が期待できる電力変換装置
のゲート電源回路に関する。

〔従来の技術〕

自己消弧形サイリスタは、周知の如く正ゲート電流を流
すことにより点弧させ、消弧時には負ゲート電流を供給
する。その正ゲート電流の値は数１００アンペアクラス
の素子でも一般に数アンペア程度でよいが、負ゲート電
流の値は、短時間ではあるがアノード電流の（１７５〜
１／１）程度の大きな値となるのが通常である。

従って、負ゲート電流を供給するための電源もこれに見
合った大容量のものを必要とし、従来は商用電源を整流
・平滑したものや市販のスイッチング電源などが使用さ
れてきた。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところが、高用電源を整流・平滑したものは、大容量と
なると絶縁用のトランスその他の部品が大型となって、
装置のスペース上も問題となる。

また、負ゲート電流の値はアノード電流に依存している
ため、装置出力の値により電圧が大きく変動して電圧の
設定が難かしく、広範囲における最適な動作が望めない
。

スイッチング電源を使用すればこれらの問題はある程度
解決されるが、電源そのものが複雑・高価となり、市販
のものではこのような目的に使用するに最適なものが見
当らず、特別に製作せざるを得なくなる。

〔問題点の解決手段と作用〕

本発明は上述したような問題点を解決せんとするもので
あり、従来型の極く小容量の電源に簡単な回路を追加し
た格別な電源を実現したものである。

以下本発明を図面に基づいて詳細説明する。

第１図は本発明の第１の技術思想の理解を容易にするた
め示したものであり、１は電力変換装置を構成する自己
消弧形サイリスタの１個のみを示しである。ここでは、
説明の便宜上−例として５ＩＴＹとする。２は５ＩＴＹ
Ｉ消弧時閉路して負ゲート電流を供給するためのスイッ
チング素子であり、スイッチング素子２は実際には各種
トランジスタや高速形の各種サイリスタが使用される。

３は本発明が対象とするところの負ゲート電流供給用の
電源であり、従来は前述した通り大容量のものを必要と
していた。なお、５ＩＴＹにはこの他に正ゲートａ流供
給用の回路が必要であるが、本発明には直接関係しない
ため図示していない。４は主回路の交流路線ＣＣの電流
を検出する変流器、５は変流器４出力を全波整流する整
流器、６は平滑用コンデンサである。ただし、電源３の
出力端には大容量のコンデンサが並列接続されているの
が普通であり、このような場合には平滑用コンデンサ６
は不必要である。かかる系統の動作はつぎの如くである
。

電力変換装置が停止状態にあるときは、５ＩＴＹＩのゲ
ート・カソード間にはスイッチング素子２を通して電源
３の電圧が逆バイアスとして印加されており、５ＩＴＹ
Ｉは阻止状態を保っている。この間、５ＩＴＹＩのゲー
ト電流はほぼ零であり、従って電源３の出力電流もほぼ
零である。停止状態であるから、交流路線ＣＣの電流従
って変流器４の二次電流も零で、変流器４から整流器５
を介して電源３や平滑用コンデンサ６に入力される電流
は無い。

電力変換装置が動作状態となって８ＩＴＹＩが開閉動作
を始めると、電源３から８１ＴＹ１へ消弧のたびに負ゲ
ート電流が供給されるため何がしかの値の電流が出力さ
れる。

一方、交流路線ＣＣに主回路電流が流れるため変流器４
の二次にも電流が流れ、これは整流器５により直流変換
され電源３へ入力される。この入力電流は交流路線ＣＣ
の電流と変流器４の変流比によって定まり、電源３の電
圧に依存しないため安定な動作が可能である。

かくの如き動作から明らかなように、電源３は８ＩＴＹ
１のゲートへ出力される電流と変流器４より入力される
電流の差の電流容量があればよく、変流器４の変流比を
適切に選定することにより、非常ｌこ小さなものさする
ことができる。

かようにして、回路構成は非常に簡単・安価なものでゲ
ート電源の小容量化を図れるものであるが、電力変換装
置の種類によっては、っぎのような不都合が生じること
がある。

すなわち、電源３の出力電源はＳ工ＴＹ１の特性。

アノード電流、動作周波数などに依存しているが、変流
器４よりの入力電流は交流路線Ｃｏの電流と変流比のみ
で定まる。５ＩＴＹＩの特性差が電源３の所要容素に与
える影響は少ない。が、アノード電流が上昇すれば一般
に交流路線ＣＣの電流も増加するため、 アノード′這流の上昇−負ゲート電流の上昇−電源３出
力電流の上昇は、 交流路線００電流の上昇−変流器４二次１！流の上昇−
電源３入力端子の上昇 により補われる傾向にあるとは言うものの、電源３の出
力電流と入力電流の差が一定値を保って上昇すると言い
切れない。

さらに、可変周波インバータのように５ＩＴＹＩの動作
周波数が上昇しても主回路の電流はあまり変らないよう
な電力変換装置もあり、このような場合には、動作周波
数の上昇により電源３の出力電流が増加しても変流器４
からの入力電流はほぼ同一なため、電源３の容量が不足
することになる。

これらの場合を見込んで最悪時でも変流器４の入力電流
が不足せぬように変流比を大きめに選定しておくことは
可能であるが、こうすると・出力電流が下がった場合に
入力電流過多となり、電源３の電圧上昇をもたらし好ま
しくない。よって、変流比はある程度小さくしておき電
源３の容量を大きめに選ぶ必要が生じる。

第２図は本発明の第２の技術思想の理解を容易にするた
め示したものであり、７はスイッチング素子、８はダイ
オード、９は制御回路である。図中、第１図と同符号の
ものは同じ機能を有する部分を示す。

ここで、第２図に示した系統では変流器４の変流比を大
きめにしておき、電源３の入力電流が最悪の場合でも不
足せぬようにしておく。従って、電源３としては極く小
容量のものであってよい。

変流比をこのように大きくしておくと、入力電流過多と
なる場合が生じて電源３電圧が上昇するが、この時には
制御回路９がその電圧上昇を検出してスイッチング素子
７を閉路させる。すると、変流器４の二次電流は全てス
イッチング素子７に流れるようになり、電源３への入力
電流が断たれる。ダイオード８はこのとき電源３がスイ
ッチング素子７により短絡させるのを防ぐために必要な
こと明らかである。

入力電流が零となり電源３の電圧が低下すれば、制御回
路９の作用により、スイッチング素子７を開路させ電源
３へ再び入力電流を与える。この繰り返しにより、変流
器４の二次電流が電源３の出力電流よりも大きくなる場
合でも、入力電流が過多となるのを防ぎ安定な動作を行
うことができる。

そして、スイッチング素子７の開閉により電源３電圧を
ほぼ一定に制御するわけであるが、制御回路９内にヒス
テリシスコンパレータを設けて電圧の瞬時値制御をした
り、平均電圧に従ってＰＷＭ手法を用い開閉時間のデー
−ティ制御を行うなどの各種手法が考えられるが、いず
れのものであってもさしつかえない。

〔実　施　例〕

第３図は第２図系統の一実施例の要部構成を示すもので
あり、電力変換装置として（直流−交流）変換の単相電
圧形インバータを、制御回路としてヒステリシスコンパ
レータを使用した例を示している。第３図において、１
０はスイッチング素子として動作するＦＥＴ、１１はコ
ンパレータ集積回路１１ａ、ツェナーダイオードｌｌｂ
および抵抗器１１ｃ〜ｌｌｆからなる制御回路、１２．
１３．１４は５ＩＴＹ例の自己消弧形サイリスタ、１５
　、１６　、１７　、１８はダイオード、１９は直流電
源、２０は負荷装置である。

図中、第２図と同符号のものは同じ機能を有する部分で
ある。

５ＩＴＹＩ　、　１２．１３　、１４とダイオード１５
　、１６　。

１７　、１８は周知の電圧形インバータを構成しており
、５ＩＴＹＩ、１４と５ＩＴＹ１２，１３を交互に導通
させて直流電源１９から負荷装置２０に交流電力を供給
する。

変流器４はこの負荷電流を検出して整流器５．ダイオー
ド８を介して電源３へ入力電流を供給する。

制御回路１１内のコンパレータ集積回路１１ａは電源３
を自らの電源として動作しており、（イ）入力端子が（
ハ）入力端子より高電位となれば出力も高電位となり、
逆になればほぼ零電位となる。日入力端子は抵抗器１１
ｃとツェナーダイオードｌｌｂにより一定電圧に保たれ
ているが、（イ）入力端子は電源３を圧を抵抗器ｌｉｄ
　、　ｌｉｅにより分圧した電位を抵抗器１１ｆにより
コンパレータ集積回路１１ａの出力で変調したものであ
り、全体として電源３電圧を入力としたヒステリシスコ
ンパレータを構成シているＯ すなわち、電源３電圧が上昇して所定の値に達すると出
力は高電位となり、電源３電圧が下降して所定の値以下
になると零電位となる。

このヒステリシスコンパレータの出力はＦＢＴＩＯの（
ゲート−ソース）間に加えられ、ＦＢＴＩＯは高電位と
きこれを閉路、低電位のとき開路させる０第４図は第３
図の各部波形を示し、（イ）はヒステリシスコンパレー
タすなわち°制御回路１１の出力を。

（ｃＩ）は電源３の電圧を、（ハ）は負荷装置２０の電
流を。

に）は電源３の入力電流を示している。

時刻Ｔｏにおいて、制御回路１１の出力が零であったと
すると、ＦＥＴｌ０は開路されており検出された負荷装
置２０の電流（／Ｊは、に）に示す如く直流に変換され
て電源３へ入力される。この入力電流が８ＩＴＹ１のゲ
ートへ出力される電流よりも大きければ、電源３の電圧
は（嗜に示すように上昇する。

この電圧が時刻Ｔ！においでヒステリシスコンパレータ
の上位動作点に達すると、制御回路１１出力は高電位と
なりＦＥＴｌ０を閉路させる。

よって、負荷電流の（ハ）は時刻Ｔ！以前と同様に流れ
ているが、検出された変流器４の二次電流はＦＥＴｌ０
により短絡され、に）に示す如く電源３の入力電流は無
くなる。

これより、電源３の電圧は時刻Ｔ、から下降し始め、時
ｔＡ　Ｔ２７！　ヒステリシスコンパレータの下位動作
点に達する。すると、制御回路１１出力は再び零となり
、時刻Ｔｏ以後と同様の動作を行う。このようにして、
電源３の電圧はヒステリシスコンパレータの上位動作点
と下位動作点の間に保たれることになる。

そして、（（２）に示す電源３電圧の上昇および下降の
傾斜は電源３内のコンデンサおよびコンデンサ６の容量
により調整することができ、ＦＢＴＩＯのスイッチング
周波数を低い値に抑えることが可能である。また、電源
３が市販のスイッチング電源のように安定されたもので
あり、電源変動が少ない場合はヒステリシスコンパレー
タの動作点を本来の電源電圧よりも少し高くしておくと
安定な動作が望める。

また、第３図に示した回路にて電源３の入力電流が出力
電流よりも小さい領域では電源３の電圧上昇がおこらず
、ＦＥＴｌ０は開路状態を保つことになる。

第５図は第３図に示した回路構成にて約６０Ｈｚで動作
させたときの直流電源電圧と電源との関係、すなわち直
流電源１９の電圧に対する電源３の電流の実測値を示し
たものである。

すなわち、曲線（イ）は第３図構成例等の本発明回路が
ない従来型の場合、曲線（０）は変流器４の変流比が（
１０：１）の場合、曲線（／Ｊは変流器４の変流比が（
７：１）の場合をそれぞれ示す。

かようにして、本来、電源３の電流容量として２．５ア
ンペア（Ａ）近く必要だったものが、例示の如く０．５
Ａ程度ですむようになる。そして、曲線（嗜の場合は常
に電源３の出力電流が入力電流を上廻っており、したが
って第１図に示した回路構成のものが使用し得る。曲線
（ハ）では、直流電源１９の電圧が７５ボルト（ｖ）以
上で入力電流が出力ｔｉを上廻るため、第２図に示した
回路構成が必要となる。

なお、ここでは電源３として市販のスイッチング電源を
使用したが、内部で消費される電流があるためか、７５
Ｖ以上で電源３電流が幾分負の値となった。この領域で
は５ＩＴＹＩの負ゲート電流は全て変流器４からの電流
でまかなわれており、電源３は不要となっている。

〔発明の効果〕

以上詳述した如く、本発明による極く簡単な回路を付加
することにより自己消弧形サイリスタのゲート電源容量
を著しく低減してスペース、価格面での効果が得られる
ゲート電源回路を実現し、格別な電力変換装置を提供で
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の技術思想を説明するため示した
系統図、第２図は本発明の第２の技術思想を説明するた
め示した系統図、第３図は本発明が適用された一実施例
の狭部構成を示す回路図、第４図および第５図は第３図
の各部波形および電源部分の電流特性を示す図である＠ １．１２．１３．１４・・・・・・自己消弧形サイリス
タ、２．７・・・・・・スイッチング素子、３・・・・
・・電源、４・・・・・・変流器、５・・・・・・整流
回路、８　、１５　、１６　、１７　、１８・・・・・
・ダイオード、９，１１・・・・・・制御回路、１９・
・・・・・直流電源、２０・・・・・・負荷。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）自己消弧形サイリスタによる電力変換装置のゲー
   ト電源回路において、主回路の交流電流を検出する変流
   器と、該変流器出力を直流に変換する整流器とを設ける
   とともに、該整流器出力を前記自己消弧形サイリスタの
   負ゲート電流用電源に供給することを特徴とする電力変
   換装置のゲート電源回路。
2. （２）前記整流器出力と負ゲート電流用電源との間に直
   列に挿入したダイオードと、前記整流器出力を短絡する
   スイッチング素子と、該スイッチング素子の開閉により
   前記負ゲート電流用電源の電圧を一定範囲に保つ制御回
   路とを設けたことを特徴とする請求項第（１）項記載の
   電力変換装置のゲート電源回路。