JPS6358037B2

JPS6358037B2 -

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Publication number: JPS6358037B2
Application number: JP56009862A
Authority: JP
Inventors: Shoichi Kawachi
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1981-01-26
Filing date: 1981-01-26
Publication date: 1988-11-14
Also published as: JPS57126284A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電力回生可能な電力供給装置に関し、
更に詳細には、順変換と逆変換即ち回生との切換
時に電源短絡現象を阻止することが可能な電力供
給装置に関するものである。

従来の電力回生可能な電力供給方式は第１図に
示す如く、共通の交流電源ライン１と共通の回生
可能負荷２との間に順変換して電力を電源から供
給するためのサイリスタ電圧制御電力供給装置３
と逆変換して電力回生するためのサイリスタ電圧
制御電力回生装置４とを並列接続させることによ
つて構成されている。この回路を更に詳しく説明
するとサイリスタ電圧制御電力供給装置３に於い
ては、３相交流電源ライン１に絶縁トランス５を
介してサイリスタ制御整流回路６即ち電圧制御可
能な順変換回路が接続されている。この制御整流
回路６は６個のサイリスタS₁〜S₆をブリツジ接続
した周知の３相全波制御整流回路であつて、サイ
リスタS₁〜S₆の導通位相即ち制御角を制御するこ
とによつて定電圧出力を得るものである。この制
御整流回路６出力段に於いては、ラインに直列に
平滑用リアクトル７が接続され、並列に電圧源コ
ンデンサ８が接続され、また平滑された電圧が得
られる一対の出力ライン９，１０の正と負の出力
端子１１，１２に例えばモータ等を含む電力回生
可能な負荷２が接続されている。また、一対の出
力端子１１，１２間の出力電圧V₁を定電圧制御
するための誤差増幅器から成る第１の比較回路１
３が設けられ、この一方の入力端子に一対の出力
ライン９，１０間の電圧が付与され、この他方の
入力端子には基準電圧V₀を設定して付与するポ
テンシヨメータから成る基準電圧回路１４が接続
されている。尚この例では、分圧抵抗を用いない
で出力電圧V₁を検出しているが、分圧抵抗を用
いて出力電圧V₁を検出する場合には、V₁の検出
電圧（分圧値）と基準電圧V₀とが等しくなるよ
うな制御となり、出力ラインには目標電圧がV₁
として得られる、１５は順変換用ゲート信号発生
回路であつて、交流電源ライン１から得られる同
期をとるための電圧と比較回路１３の誤差増幅出
力とに基づいてサイリスタS₁〜S₆の順変換用ゲー
ト信号を形成する周知の位相制御回路である。

一方、第１図の下側に示すサイリスタ電圧制御
電力回生装置４に於いては、電力回生負荷２に一
対の入力ライン１６，１７が接続され、この一対
の入力ライン１６，１７間には平滑用コンデンサ
１８が接続され、また入力ライン１６に直列に電
流源リアクトル１９が接続されている。２０はサ
イリスタ電圧制御逆変換回路であつて、リアクト
ル１９よりも交流電源側の入力ライン２１，２２
間にブリツジ接続された６個のサイリスタS₇〜
S₁₂から成る相全波整流回路である。この逆変換
回路２０は、例えば株式会社誠文堂新光社から昭
和43年７月５日に発行された「サイリスタ活用自
由自在」の第62頁〜第63頁等の周知である。尚逆
変換回路２０の交流出力ラインは絶縁用トランス
２３を介して三相交流電源ライン１に結合されて
いる。

この逆変換回路２０を、入力電圧V₁が基準電
圧V₀と等しくなるように制御するために、誤差
増幅器からなる第２の比較回路２４が設けられ、
この一方の入力端子に負荷２の出力電圧V₁が付
与され、この他方の入力端子に基準電圧V₀が付
与されている。尚この例では出力電圧V₁を検出
するために、分圧抵抗を設けていないが、分圧抵
抗を設けた場合には、勿論V₁の検出電圧と基準
電圧V₀とが等しくなるような制御となり、V₀に
対応した目標電圧がV₁として得られる。２５は
逆変換用ゲート信号発生回路であり、比較回路２
４から得られる誤差出力と交流電源と同期をとる
ために電源ライン１から得られる交流電源電圧と
に基づいて、逆変換回路２０のサイリスタS₇〜
S₁₂を制御するゲート信号を発生するものである。
更に詳細には、回生電力の制御によつて入力側の
電圧V₁が基準電圧V₀と同一になるように、逆変
換回路２０のサイリスタS₇〜S₁₂の導通位相を制
御する周知の回路である。

ところで、上述の如き電力回生可能な電力供給
方式に於いて、出力電圧V₁が基準電圧V₀よりも
高くなると、順変換回路即ちサイリスタ制御整流
回路６はその出力電圧を下げるような動作とな
り、回生電力がある場合には、サイリスタS₁〜S₆
の導通期間が零となつても、出力電圧V₁が得ら
れることになる。従つて、電力回生動作中には、
サイリスタS₁〜S₆は実質的に不導通状態に保た
れ、この制御整流回路６からの負荷２への電力供
給は行われず、逆に、負荷２から得られる回生電
力が逆変換回路２０で制御されて交流電源に戻さ
れる。従つて、効率の良い電力供給が可能にな
る。しかし、第１図の方式では、第１及び第２の
比較回路１３，２４の検出電圧を共通とし、且つ
同一基準電圧V₀と比較しているので、サイリス
タ電圧制御電力供給回路３即ち順変換回路に於け
る電圧制御閉ループの伝達関数と、サイリスタ電
圧制御電力回生装置４即ち逆変換回路に於ける電
圧制御閉ループの伝達関数とが同一にならない
と、過渡時にサイリスタ制御整流回路６又はサイ
リスタ電圧制御逆変換回路２０による電源短絡現
象が生じる恐れがあつた。また出力電圧の無制御
状態が生じる恐れがあつた。尚伝達関数の同一化
は制御回路に於いてある程度調整可能であるが、
順変換による電力供給装置３と逆変換による電力
回生装置４との主回路側の構成が異なるため、同
一にすることは困難であつた。

そこで、本発明の目的は、順変換と逆変換との
切換時に過渡的に短絡現象が生じることを阻止す
ることが可能な電力回生可能な電力供給装置を提
供することにある。

上記目的を達成するための本発明は、交流電源
に接続された例えば実施例のサイリスタ制御整流
回路６のような電圧制御可能な順変換回路と、前
記順変換回路と電力回生可能な負荷との間の出力
ラインに直列に接続された第１の整流ダイオード
と、前記順変換回路と前記第１の整流ダイオード
との間に於ける出力電圧を一定にするように制御
するための第１の基準電圧を供給する第１の基準
電圧回路と、前記第１の基準電圧回路で付与され
る前記第１の基準電圧と前記出力電圧の検出電圧
とを比較する第１の比較回路と、前記第１の比較
回路の出力に基づいて前記出力電圧の検出電圧と
前記第１の基準電圧とが等しくなるように前記順
変換回路を制御するための順変換制御信号を形成
して前記順変換回路に供給する例えば実施例のゲ
ート信号発生回路１５のような順変換制御信号発
生回路と、前記電力回生可能な負荷に接続された
回生電力直流入力ラインに直列に接続された第２
の整流ダイオードと、前記第２の整流ダイオード
と前記交流電源との間に接続された電圧制御可能
な逆変換回路と、前記第２の整流ダオードと前記
逆変換回路との間に於ける直流入力ラインの入力
電圧を前記出力電圧よりも高い一定電圧に制御す
るための第２の基準電圧を供給する第２の基準電
圧回路と、前記第２の基準電圧回路で付与される
前記第２の基準電圧と前記入力電圧の検出電圧と
を比較する第２の比較回路と、前記第２の比較回
路の出力に基づいて前記入力電圧の検出電圧と前
記第２の基準電圧とが等しくなるように前記逆変
換回路を制御するための逆変換制御信号を形成し
て前記逆変換回路に供給する例えば実施例のゲー
ト信号発生回路２５のような逆変換制御信号発生
回路とから成る電力回生可能な電力供給装置に係
わるものである。

上記本発明によれば、順変換回路と逆変換回路
とが第１及び第２の整流ダイオードで分離され、
逆変換回路の入力電圧が順変換回路の出力電圧よ
り高くなるように制御されるので、順変換による
電力供給中には第２の整流ダイオードが、順変換
出力電圧と逆変換入力電圧との差によつて確実に
逆バイアスされてオフになり、短絡現象は生じな
い。また逆変換による電力回生時には、第１の整
流ダイオードが電位差によつて確実に逆バイアス
されてオフになり、短絡現象が生じない。

以下、図面を参照して本発明の実施例について
述べる。但し、第２図で符号１〜２５で示すもの
は第１図で同一符号で示すものと実質的に同一で
あるので、その説明を省略する。

電力回生可能な電力供給方式を示す第２図のサ
イリスタ電圧制御電力供給装置３に於いては、電
源から負荷２に向つて電流を流すことが可能な方
向性を有して、平滑用リアクトル７の後の出力ラ
イン９に直列に電力供給選択スイツチとして働く
第１の整流ダイオード２６が接続され、このダイ
オード２６よりも電源側の出力ライン９，１０間
に第１のインピーダンス２７と第１のダミー用直
流電源２８と第１の直列回路が接続されている。
尚ダミー用直流電源２８の電圧V₃の向きはサイ
リスタ制御整流回路６の出力電圧の向きと反対に
なるように設定され且つその電圧V₃の値は目標
電圧即ち基準電圧V₀₁よりも低い値であつて負荷
２にサイリスタ制御整流回路６から電力を供給す
る場合に於けるサイリスタS₁〜S₆の導通角とほぼ
等しい導通角をダイオード２６がオフ時即ち回生
時に得られるように設定されている。また比較回
路１３の一方の入力端子は、第１の整流ダイオー
ド２６とリアクトル７との間に接続されている。
尚この実施例では分圧抵抗を用いないで出力電圧
V₂を検出しているので、目標出力電圧V₁と基準
電圧V₀₁とが一致するような制御となるが、分圧
抵抗を設ければ、当然、V₁の検出電圧と基準電
圧V₀₁とが一致するような制御となり、V₀₁に対
応した出力電圧V₁が得られる。

一方、サイリスタ電圧制御電力回生装置４に於
いては、電力回生可能な負荷２から逆変換回路２
０に至る入力ライン１６に直列に電力回生選択ス
イツチとして働く第２の整流ダイオード２９が接
続されている。またダイオード２９よりも電源側
の一対の入力ライン１６，１７間に、第２のイン
ピーダンス３０と第２のダミー用直流電源３１と
から成る第２の直列回路が接続されている。尚第
２のダミー用直流電源３１の電圧V₅の向きは、
負荷２から供給される回生電圧V₁の向きと同一
であり、またこの電圧V₅の値は基準電圧V₀₂に対
応して得られる定電圧化された入力電圧V₄より
も高く設定され且つ電力回生が行われている時の
逆変換回路２０のサイリスタS₇〜S₁₂の導通角と
ほぼ等しい導通角がダイオード２９がオフの時即
ち非回生時に得られるように設定されている。ま
た比較回路２４の一方の入力端子は、第２の整流
ダイオード２９とリアクトル１９との間の入力ラ
イン１６に接続されている。この実施例では分圧
抵抗を使用しないで入力電圧V₄を検出している
ので、入力電圧V₄がそのまま検出電圧となつて
基準電圧V₀₂と比較されているが、分圧抵抗を設
けた場合には、当然、入力電圧V₄の検出電圧と
基準電圧V₀₂とが比較され、両者を一致させるよ
うな制御となり、V₀₂に対応した入力電圧V₄が得
られる。

ところで、本実施例の回路では、第１及び第２
の比較回路１３，２４の夫々の一方の入力端子が
夫々独立の検出ラインによつて出力ライン９と入
力ライン１６とに独立に接続されている他に、
夫々の他方の入力端子にも夫々独立の基準電圧
V₀₁及びV₀₂が付与されている。そして独立に基
準電圧を得るために、第１の基準電圧V₀₁を第１
の比較回路１３に付与する第１の基準電圧回路３
２と、第２の比較回路２４にV₀₁よりも僅かに高
い第２の基準電圧V₀₂を付与する第２の基準電圧
回路３３とが設けられている。また順変換による
電力供給時と、逆変換による電力回生時とで第１
及び第２の基準電圧V₀₁及びV₀₂のレベルを少し
変えるために、第１の基準電圧回路３２には、ゲ
インが0.9の第１の増幅器３４と第１の切換スイ
ツチ３５とが含まれ、第２の基準電圧回路３３に
は、ゲインが1.1の第２の増幅器３６と第２の切
換スイツチ３７とが含まれている。第１の切換ス
イツチ３５の接点ａには基準電圧V₀のライン３
８が接続され、接点ｂにはV₀のライン３８がゲ
イン0.9の増幅器３４を介して接続されているの
で、スイツチ３５の接点ｄには接点ａよりも10％
低い基準電圧が生じる。同様に、第２の切換スイ
ツチ３７の接点ｂにはV₀ライン３８が接続され、
接点ａにはV₀ライン３８がゲイン1.1の増幅器３
６を介して接続されているので、スイツチ３７の
接点ａには、接点ｂよりも10％高い基準電圧が生
じる。また第２の切換スイツチ３７の接点ａの電
圧は、第１の切換スイツチ３５の接点ａの電圧よ
りも10％高く、第１の切換スイツチ３５の接点ｂ
の電圧は、第２の切換スイツチ３７の接点ｂの電
圧よりも10％低い。第１及び第２の基準電圧回路
３２，３３に含まれている第１及び第２の遅延回
路３９，４０は、過渡変動を緩和するためのCR
時定数回路である。

第１及び第２の基準電圧V₀₁及びV₀₂を共通の
基準電圧回路１４に基づいて得るために、共通の
基準電圧回路１４がVCO即ち電圧制御発振器４
１と周波数電圧変換回路４２と基準電圧補正回路
４３とを介して、第１及び第２の基準電圧回路３
２，３３の共通入力ライン３８に接続されてい
る。ポテンシヨメータから成る基準電圧回路１４
の出力電圧V₀をVCO４１で周波数信号₀に変換
し、再び₀を電圧V₀に変換しているのは、負荷
２に内蔵されているトランジスタQ₁〜Q₆と帰還
用ダイオードD₁〜D₆とから成るインバータの駆
動周波数を出力電圧に連動して変化させるためで
ある。

負荷２は前述したように３相のトランジスタイ
ンバータを含み、更に電源ライン間に電圧源コン
デンサＣを含み、またインバータの出力段には電
圧調整用トランスＴを介して例えばモータのよう
な負荷Ｌが接続されている。６個のトランジスタ
Q₁〜Q₆のベースは周知のベース信号発生回路４
４に夫々接続され、トランジスタQ₁〜Q₆は３相
インバータとして動作するように駆動されるの
で、トランスＴを介して負荷Ｌに電力が供給さ
れ、また負荷Ｌが帰還電力を発生した時には、帰
還用ダイオードD₁〜D₆を介して帰還電力が回生
装置４の入力ライン１６，１７に送られる。尚ト
ランジスタQ₁〜Q₆から成るインバータのベース
信号発生回路４４はVCO４１の出力周波数信号
₀で制御され、こ₀に対応した周波数となるよう
にトランジスタQ₁〜Q₆を制御するので、インバ
ータの入力電圧V₁とインバータの出力周波数と
を容易に対応させて変化させることが出来る。

この実施例の装置では、順変換による電力供給
時の基準電圧と逆変換による電力回生時の基準電
圧とを自動的に切換えるために、第１及び第２の
整流ダイオード２６及び２７のアノード・カソー
ド間に第１及び第２のオン・オフ検出回路４５及
び４６が夫々接続されている。この第１及び第２
のオン・オフ検出回路４５，４６は、ダイオード
２６，２９の両端の電圧がオン時とオフ時で変化
することを利用して電力供給の有無を検出するも
のであり、オン時には低レベル出力が得られ、オ
フ時には高レベル出力が得られる。

第１及び第２のオン・オフ検出回路４５，４６
に接続された切換制御回路４７は、順変換電力供
給状態即ち第１の整流ダイオード２６がオンで第
２の整流ダイオード２９がオフであることを応答
して第２図に示すように第１及び第２の切換スイ
ツチ３５，３７の接点ａをオンにし、電力回生状
態即ち第２の整流ダイオード２６がオフで第２の
整流ダイオード２９がオンであることに応答して
第１及び第２の切換スイツチ３５，３７の接点ｂ
をオンするように第１及び第２の切換スイツチ３
５，３７を制御するものである。

次に、第２図の回路の動作を第３図及び第４図
を参照して説明する。今、順変換による電力供給
時であるとすれば、第３図の期間T₁及びT₃で示
すような動作となる。即ち第１及び第２の切換ス
イツチ３５，３７の接点ａがオンになるため、第
１の基準電圧V₀₁はV₀₁＝V₀となり、第２の基準
電圧V₀₂はV₀₂＝V_B＝V₀×1.1となり、３図Ｄに示
すように第２の基準電圧V₀₂が第１の基準電圧
V₀₁よりも10％高くなる。従つて、サイリスタ制
御整流回路６の出力電圧V₂は第３図Ｄに示すよ
うにV₂＝V₀₁＝V₀となり、逆変換回路２０の入力
電圧V₄はV₄＝V_B＝V₀×1.1となる。このため、
第２の整流ダイオード２９は確実にオフに保たれ
る。尚基準電圧V₀，V_A，V_BとVCO４１の出力周
波数₀との関係は第４図の如くとなり、周波数₀
の増大に伴なつて電圧も増大する。この順変換電
力供給時に於いては、第１の比較回路１３によつ
て第１の基準電圧V₀₁と出力電圧V₄とが比較さ
れ、V₄がV₀₁になるようにサイリスタ制御整流回
路６が制御され、また第２の比較回路２４に於い
て第２の基準電圧V₀₂と入力電圧V₄とが比較さ
れ、V₄がV₀₂になるように逆変換回路２０が制御
される。ところで、第２のダミー用直流電源３１
が設けられ、この電圧V₅が基準電圧V₀₂よりも高
く設定されているので、インピーダンス３０を介
してダミー電流I_D2が注入されていることになる。
従つて、逆変換回路２０はダミー用直流電源３１
の電圧V₅で高められた入力ライン１６，１７間
の電圧V₄を基準電圧V₀₂まで低下させる動作とな
り、サイリスタS₇〜S₁₂は比較的大きな導通角に
制御される。即ち、電流源リアクトル１９がダミ
ー注入電流I_D2を連続して流せるように設定され
ていれば、逆変換回路２０のサイリスタS₇〜S₁₂
の導通角即ち点弧位相を、電力回生時と実質的に
同一にすることが出来る。

上述の順変換電力供給状態から電力回生状態と
なると、第３図の期間T₂及びT₄で示すような動
作となる。即ち、負荷２から回生される高い電圧
のために、V₁＞V₂の状態となつて第11の整流ダ
イオード２６がオフになり、V₄＜V₁となつて第
２の整流ダイオード２９がオンになる。このた
め、第１及び第２の切換スイツチ３５，３７の接
点ｂがオンになる。しかし、遅延回路３９，４０
が設けられているので、直ちに新しい基準電圧
V_A及びV₀とはならず、所定のCR時定数を有して
第３図Ｄに示す如く変化し、ジ最終的にV₀₁＝V_A
＝V₀×0.9及びV₀₂＝V₀となる。この切換時に於
いても、第４図Ｄから明らかなように、V₄＞V₂
の条件が保たれているので、第１の整流ダイオー
ド２６は確実にオフに保たれ、電圧制御閉ループ
の伝達関数の差が例えあつても、過渡的にサイリ
スタ制御整流回路６と逆変換回路２０とが電気的
に接続された回路が形成されず、短絡現象が生じ
ない。また本実施例では、第２のダミー用直流電
源３１の働きで、逆変換回路２０のサイリスタS₇
〜S₁₂が回生動作前に予め電力回生制御時とほぼ
同じ導通角に制御されているので、サイリスタS₇
〜S₁₂の導通角を大幅に変化させる必要がない。
従つて、回生開始時に電圧V₄が基準電圧V₀₂より
も一時的に上昇することが抑制され、入力側が過
電圧状態になることが阻止される。

この電力回生期間に於いては、第１の整流ダイ
オード２６がオフであるので、サイリスタ制御整
流回路６によつて負荷２に電力供給はされない。
しかし、第１のダミー用直流電源２８で電圧V₃
が与えられ、ライン９の電位がインピーダンス２
７を介して引き下げられるので、この電圧引き下
げを打ち消すようにサイリスタ制御整流回路６が
制御される。即ち回生中であつても、第１の比較
回路１３にて電圧V₂と基準電圧V₀₁とが比較さ
れ、V₂＝V₀₁となるように制御される。もし、ダ
ミー用直流電源２８が無ければ、第１図で説明し
たようにサイリスタS₁〜S₆の導通期間は零となる
が、本実施例のように電源２８の電圧V₃でライ
ン９の電圧を下げれば、これを補償するようにサ
イリスタS₁〜S₆が導通し、この導通期間は比較的
大きくなる。そして平滑用リアクトル７がダミー
電流I_D1を連続して流せるように設定されていれ
ば、順変換サイリスタS₁〜S₆の導通角は、負荷２
にサイリスタS₁〜S₆を介して電力供給している時
とほぼ同じになる。従つて、電力回生状態から順
変換状態に転換され、第１の整流ダイオード２６
がオン、第２の整流ダイオード２９がオフとなる
際での出力電圧V₁の過渡的低下が極めて小さく
なる。即ち、順変換のサイリスタS₁〜S₆による電
力供給が開始されても、このサイリスタS₁〜S₆の
導通角を大幅に変化させることが不要であり、直
ちにV₂＝V₀₁の電圧を得ることが出来る。

また、回生状態から順変換電力供給状態に転換
される際に於いても、V₄＞V₂の条件が保たれて
いるので、第２の整流ダイオード２９が確実にオ
フになり、短絡状態が生じない。尚この実施例で
は第１の基準電圧V₀₁と第２の基準電圧V₀₂との
間に10％の電圧差を持たせたので、切換スイツチ
３５，３７によつて電力供給中又は回生中の回路
の基準電圧が夫々V₀となるようにしたが、V₀₁と
V₀₂との電圧差を10％よりも小さく設定し、スイ
ツチ３５，３７で基準電圧の切換を行わないよう
にしてもよい。この場合には、回生動作中の電圧
が順変換電力供給動作の電圧よりも高くなるが、
この電圧差が数％であつても、電圧変動の許容範
囲内なら実質的に問題が生じない。

上述から明らかなように本実施例によれば、常
に第１の基準電圧V₀₁よりも第２の基準電圧V₀₂
を高く設定しているので、伝達関数が順変換の制
御閉ループと逆変換の制御閉ループとで相違して
いても、第１又は第２の整流ダイオード２６，２
９が確実に逆バイアスされるため、順変換電力供
給と回生との切換時に短絡状態が生じない。

また第１及び第２の整流ダイオード２６，２９
で制御回路を分離し、且つダミー用直流電源２
８，３１を設けたので、サイリスタ制御整流回路
６及び逆変換回路２０が無負荷運転時であつて
も、負荷運転時とほぼ同一の導通位相を保つこと
が可能となり、切換時の電圧変動が少なくなる。

以上、本発明の実施例について述べたが、本発
明はこれに限定されるものではなく、更に変形可
能なものである。例えば、サイリスタ制御整流回
路６及び逆変換回路２０は、単相又は３相以外の
多相であつても勿論差支えない。またサイリスタ
制御整流回路６及び逆変換回路２０をサイリスタ
S₁〜S₁₂のみのブリツジ回路とせずに、例えばサ
イリスタとダイオードとを組合せた種々の周知の
変換回路としてもよい。またダイオード２６，２
９の代りに高速切換可能な別の半導体スイツチ等
のスイツチを使用してもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電力回生可能な電力供給方式を
示す回路図、第２図は本発明の実施例に係わる電
力回生可能な電力供給方式を示す回路図、第３図
は第２図の各部の状態を示す波形図、第４図は第
２図の回路での周波数と基準電圧との関係を示す
図である。尚図面に用いられている符号に於いて、１は電
源ライン、２は回生可能負荷、３はサイリスタ電
圧制御電力供給装置、４はサイリスタ電圧制御電
力回生装置、６はサイリスタ制御整流回路、７は
平滑用リアクトル、８はコンデンサ、１３は第１
の比較回路、１４は基準電圧回路、１５は順変換
ゲート信号発生回路、１６，１７は入力ライン、
１８は平滑用コンデンサ、１９は電流源リアクト
ル、２０はサイリスタ電圧制御逆変換回路、２４
は第２の比較回路、２５は逆変換用ゲート信号発
生回路、２６は第１の整流ダイオードである。

Claims

【特許請求の範囲】１交流電源に接続された電圧制御可能な順変換
回路と、前記順変換回路と電力回生可能な負荷との間の
出力ラインに直列に接続された第１の整流ダイオ
ードと、前記順変換回路と前記第１の整流ダイオードと
の間に於ける出力電圧を一定にするように制御す
るための第１の基準電圧を供給する第１の基準電
圧回路と、前記第１の基準電圧回路で付与される前記第１
の基準電圧と前記出力電圧の検出電圧とを比較す
る第１の比較回路と、前記第１の比較回路の出力に基づいて前記出力
電圧と前記第１の基準電圧とが等しくなるように
前記順変換回路を制御するための順変換制御信号
を形成して前記順変換回路に供給する順変換制御
信号発生回路と、前記電力回生可能な負荷に接続された回生電力
直流入力ラインに直列に接続された第２の整流ダ
イオードと、前記第２の整流ダイオードと前記交流電源との
間に接続された電圧制御可能な逆変換回路と、前記第２の整流ダイオードと前記逆変換回路と
の間に於ける直流入力ラインの入力電圧を前記出
力電圧よりも高い一定電圧に制御するための第２
の基準電圧を供給する第２の基準電圧回路と、前記第２の基準電圧回路で付与される前記第２
の基準電圧と前記入力電圧の検出電圧とを比較す
る第２の比較回路と、前記第２の比較回路の出力に基づいて前記入力
電圧の検出電圧と前記第２の基準電圧とが等しく
なるように前記逆変換回路を制御するための逆変
換制御信号を形成して前記逆変換回路に供給する
逆変換制御信号発生回路と、から成る電力回生可能な電力供給装置。