JPH02206397A - パルス幅変調方式及びパルス幅変調方式によるアクチュエータ駆動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、アナログ信号をパルス幅変調信号に変換する
パルス幅変調方式に関するもの、及び、光学式記録再生
装置に使用するアクチュエータ等の駆動方法、中でも特
に、出力トランジスタを高周波でＯＮ、ＯＦＦさせ、そ
のＯＮ状態の期間をパルス幅変調し、アクチュエータの
変位置等を制御するパルス幅変調方式による駆動方法に
関するものである。

従来の技術 光学式記録再生装置においては、既に周知の如く微小に
絞った光スポットのトラッキング制御及びフォーカス制
御が行われ、光学部品を動かして光スポットを移動させ
るアクチュエータが必要となる。

一方、近年これらの装置では小型化と共に低消費電力化
も要望されるようになり、電力効率の高いパルス幅変調
方式による駆動方法が用いられるようになった。

第８図に従来技術におけるパルス幅変調方式のアクチュ
エータ駆動方法の構成図を、又、第９図に第８回答部の
波形図を示す。第８図に於いて入力信号Ｓ１はコンパレ
ータ１及び絶対値回路２に加えられる。コンパレータ１
は、入力信号Ｓ１の極性を判別するもので第９図に示す
ように信号Ｓ１が基準となる″Ｏ″レベルに対し正（＋
）のとき“Ｈ”で、負（−）のときＬ”のデジタル出力
信号Ｓ２を発生する。この信号Ｓ２はインバータ３に加
えられ第９図に示すような信号Ｓ２と反転関係の信号Ｓ
３を得ている。

絶対値回路２は入力信号Ｓ１の絶対値を得る回路で、第
９図３４に示すように信号Ｓ１が正の時は信号Ｓ１と等
しく、負の時は信号Ｓ１を０°。

レベルに対し反転した絶対値信号Ｓ４を得ている。

この信号Ｓ４はコンパレータ４の同相入力に加えられる
と共に、逆相入力には三角波発生回路５から第９図に示
すような′０”レベルから立ち上がる高周波（数十〜数
百ｋＨｚ）の三角波信号Ｓ５が加えられ、両者のレベル
比較を行い信号Ｓ４のレベルが信号Ｓ５のレベルより高
いとき“°Ｈ”となり、逆の時′Ｌｎとなる第９図３６
に示すような信号Ｓ６を得ている。この信号Ｓ６は信号
Ｓ４のレベルつまり信号Ｓ１の絶対値に比例してＨ”期
間が増大するパルス幅変調された信号となり、この信号
Ｓ６はＮＡＮＤゲート６およびＮＡＮＤゲート７に加え
られ、ＮＡＮＤゲート６の他方の入力には前記信号Ｓ２
を加え、ＮＡＮＤゲート７の他方の入力には前記信号Ｓ
３を加えている。このためＮＡＮＤゲート６の出力とし
て、第９図に示すように信号Ｓ２が“Ｈ′の時信号Ｓ６
と反転関係で且つ信号Ｓ２がＬ“°の時“Ｈ”となる信
号Ｓ７を得ている。一方、ＮＡＮＤゲート７の出力とし
て、第９図に示すように信号Ｓ２が“Ｈ”の時“■１”
で、且つ信号Ｓ２が“Ｌ”の時信号Ｓ６と反転関係とな
る信号Ｓ８を得ている。

又、前記信号３２．Ｓ３．Ｓ７．３８はスイッチ回路８
に加えられる。スイッチ回路８において、ＰＮＰ　ｌ−
ランジスタＱｌ、Ｑ２のエミンタは共に電源■。Ｃに接
続され、ＮＰＮ　ｌ−ランジスタＱ３゜Ｑ４のエミンタ
は共にアースに接続される。そして、Ｑｌのコレクタと
Ｑ３のコレクタはアクチュエータ１８の端子１８ａ、、
Ｑ２のコレクタとＱ４のコレクタは１８ｂに接続される
と共に、フライホイールダイオードＤｉのアノード側を
アース、カソード側を端子１８ａに、又、フライホイー
ルダイオードＤ２のアノード側をアース、カソード側を
端子１８ｂに接続している。そして、Ｑｌのベースには
抵抗Ｒ１を介し前記信号３７．Ｑ２のベースには抵抗Ｒ
２を介して前記信号３８．Ｑ３のベースには抵抗Ｒ３を
介して前記信号Ｓ３゜Ｑ４のベースには抵抗Ｒ４を介し
て前記信号Ｓ２が加えられる。又、説明を簡単にするた
め、これらのトランジスタはＯＮ抵抗がＯΩ、ＯＦＦ抵
抗が■の理想的な動作をするものとする。

さて、前記入力信号５１が正の時、前記の如く信号Ｓ３
はＬ″、信号Ｓ８はＨ”となりＱ２とＱ３は共にＯＦＦ
状態、信号Ｓ２はＨ″”となりＱ４はＯＮ状態となって
前記端子Ｌ８ｂはアース電位と等しくなるため、第１０
図（ａ）に示すような等価回路で近似できるようになる
。この第１０図（ａ）に示すような回路においては、Ｑ
ｌのＯＮ期間つまり、信号Ｓ７のＬ期間に比例した電流
１ａが１８ａから１８ｂに向かって流れる。

逆に信号Ｓ１が負の時、信号Ｓ２はＬ”、信号Ｓ７はＨ
′となりＱｌとＱ４は共にＯＦＦ状態、信号Ｓ３は“Ｈ
”となりＱ３はＯＮ状態で前記端子１８ａはアース電位
と等しくなるため、第１０図（ｂ）に示すような等価回
路で近似でき、同図（ａ）同様アクチュエータ電流１ａ
は、Ｑ２のＯＮ期間つまり、信号Ｓ８のＬ期間に比例し
１８ｂから１８ａに向かって流れる。

このため、１８ａから１８ｂに流れる極性を正方向の電
流とすれば、第１１図に示すように信号Ｓ１に比例した
電流Ｉａがアクチュエータ１８に流れる。

発明が解決しようとする課題 さて、以上説明した従来例において、三角波発生回路５
の出力信号Ｓ５が“０”レベルより立ち上がる例につい
て述べたが、次にこの三角波信号Ｓ５が“０”レベルよ
りオフセントを有して立ち上がる場合について考えてみ
る。

第１２図は、信号Ｓ５が正方向にオフセット電圧■。Ｆ
ｌを有するときの前記第８図各部の波形図である。第１
２図において、信号Ｓ５は正方向電圧Ｖ。Ｆｌより立ち
上がり、信号８４つまり信号Ｓ１の絶対値が、この■。

、１より低いとき信号Ｓ６は常に“Ｌ”となり、２つの
パルス幅変調信号Ｓ７．Ｓ８共にＨとなって“Ｌ″状態
発生しない不感帯が生じトランジスタＱｌ、Ｑ２共にＯ
ＦＦの状態となりアクチュエータ８に電流Ｔａが流れな
い。このため、信号Ｓ１に対する電流［ａの関係も第１
３図に示すように不感帯■ｏｚを有するようになる。

また逆に、第１４図は信号Ｓ５が負方向にオフセント電
圧Ｖ。Ｆ２を有する時の前記第８図各部の波形図である
。同図において、信号Ｓ４がＯレベルになっても、信号
Ｓ４のほうが信号Ｓ５より大きくなり、このとき信号Ｓ
６はＶ。、２に相当する期間ΔＴだけ“Ｈ”になる。よ
って、信号Ｓｌが正から負もしくは負から正に切り変わ
る極性移行時において、パルス幅変調信号Ｓ７もしくは
Ｓ８の有するパルス幅（Ｌ期間）が０を経由せず＋ΔＴ
→−ΔＴ　あるいは　−ΔＴ→十ΔＴ（信号Ｓ７の有す
るパルス幅を＋、信号Ｓ８の有するパルス幅を−とした
。）のように不連続に飛び越す特性（以下、不連続特性
と記す。）が発生するとともに、前記第９図に比べ信号
Ｓ１に対する信号Ｓ７もしくはＳ８の゛Ｌ′期間は長く
なる。

よって、信号Ｓ１に対するアクチュエータ電流Ｉａの関
係も、第１５図に示すように信号３１が“０°°となる
付近で、＋Δ１１→−Δ■１へと飛び越す不連続特性を
有するようになる。

又、前記第８図において三角波信号Ｓ５と絶対値信号Ｓ
４のレベル比較を行うコンパレータ４の速度が、三角波
信号の周期に比べ無視し得る程速くなかったとき、例え
ば立ち上がり時間１ｒと立ち下がり時間１．の関係が１
．＞１．であったとき信号Ｓ６のＬ期間は短くなり、第
９図３６に示したような状態となり、パルス幅変調信号
５７Ｓ８に不感帯が生じ、入力信号Ｓ１とアクチュエー
タ電流１ａとの関係にも不感帯が発生する。逆に、１．
＞１．のとき信号Ｓ６の゛Ｌ°゛期間は長くなり、第１
４図３６に示したような状態になり、パルス幅変調信号
３７．Ｓ８及びＳｌとＩａの関係に不連続特性が発生す
る。

このように従来例においては、三角波信号のオフセット
やコンパレータの速度に起因して不感帯や不連続特性が
発生しやすく正確なパルス幅変調信号が得られない。

或いは、アクチュエータ駆動回路に適用し制御系の帰還
ループ中に組み込んで使用した場合、不感帯があれば、
その不感帯部分で入力信号が増減してもアクチュエータ
に流れる電流１ａは変化せず利得が低下し高精度な制御
系を実現することができない、或いは、不連続特性があ
った場合、入力信号の“０”レベル付近の変化に対し、
アクチュエータ電流が大きく変化し、等価的な利得が増
大して制御系が不安定になる等の欠点を有していた。

更に、“０”レベルから立ち上がる三角波信号は正確に
“０°ルベルから立ち上げることが難しく第１２図及び
第１３図に示したようなオフセットが発生しやすい。そ
して、三角波信号の周波数は通常数十〜数百ｋＨｚの信
号が用いられ、その周期に対し無視できる程高速なコン
パレータの実現も難しい。

この為、前記した不感帯や不連続特性も大きくなり、高
精度な制御系或いは安定な制御系の実現が更に困難とな
っていた。

本発明は、上記問題点に迄み、三角波信号のオフセント
、コンパレータのオフセット或いはコンパレータの立ち
上がり時間と立ち下がり時間の差等に起因して、パルス
幅変調信号に不感帯や不連続特性が発生するのを防止し
正値なパルス幅変調信号を得ることのできるパルス幅変
調方式及びアクチュエータ駆動回路に適用し制御系の帰
還ループ中に組み込んで使用した場合にも高精度で且つ
安定な制御が実現できるパルス幅変調方式のアクチュエ
ータ駆動方法を提供するものである。

課題を解決するための手段 上記課題を解決するために本発明のパルス幅変調方式は
、入力信号を反転した入力反転信号と、三角波信号と、
入力信号と三角波信号を比較した第一の比較信号と、入
力反転信号と三角波信号を比較した第二の比較信号と、
第一及び第二の比較信号から入力信号が三角波信号より
大きく且つ入力反転信号が三角波信号より小さい期間を
検出する第一のゲート信号と、第一及び第二の比較信号
から入力信号が三角波信号より小さく且つ入力反転信号
が三角波信号より大きい期間を検出する第二のゲート信
号を得、第一のゲート信号により前記入力信号が正の時
のパルス幅変調信号を得ると共に第二のゲート信号より
入力信号が負の時のパルス幅変調信号を得るよう構成し
ている。

又、本発明のパルス幅変調方式によるアクチュエータ駆
動方法は、上記第一のゲート信号により第一のトランジ
スタのＯＮ状態を制御し、第二のゲート信号により第二
のトランジスタのＯＮ状態を制御するよう構成している
。

作用 本発明は上記した構成により、パルス幅変調信号の不感
帯や不連続特性が減少し、正確なパルス幅変調信号が得
られると共に高精度で且つ安定なパルス幅変調方式のア
クチュエータ駆動方法を得ることができる。

実施例 以下本発明の一実施例のパルス幅変調方式及びパルス幅
変調方式によるアクチュエータ駆動方法について、図面
を参照しながら説明する。

第１図は本発明の一実施例におけるパルス幅変調方式及
びパルス幅変調方式によるアクチュエータ駆動方法の構
成図、第２図は第１回答部の波形図である。又、以下の
図面中において従来例と同じものは同一の名称及び記号
を用いて示す。

第１図に於いて、入力信号ＳＩは反転回路９、コンパレ
ータｌ、コンパレータ１１の同相入力に加えられる。コ
ンパレータｌはインバータ３とともに従来例第８図に記
すものと同様信号Ｓ１の極性を判別する信号３２．３３
を得ている。

反転回路９は入力信号Ｓ１を基準電圧である“０°゛レ
ベルに対し反転した第２図に示すような入力反転信号Ｓ
９を発生し、この信号Ｓ９をコンパレータ１２の同相入
力に加えている。

一方、三角波発生回路１３は“０”レベルに対し略対称
な第２図に示すような信号ＳＩＯを発生し、この信号Ｓ
ＩＯはコンパレータ１１，１２の逆相入力に加えられる
。コンパレータ１１に於いては、信号Ｓ１と三角波信号
３１０のレベル比較を行い、第２図に示すような信号ｓ
１が信号ＳＩＯより高いとき°“Ｈ”となり、逆のとき
”Ｌ”となる信号Ｓｌｌを得ている。コンパレータ１２
に於いては信号Ｓ９と信号ｓｌｏのレベル比較を行い、
第２図に示すような信号ｓ９が信号ＳＩＯより高いとき
“Ｈ″、逆のとき”　Ｌ　”となる信号１２を得ている
。

信号ｓｌｌと３１２は反転入力付きＮ０Ｒ１５と反転入
力付きＮＡＮＤｌ４に加えられる。

ＮＡＮＤｌ　４では信号３１２がして且つ信号３１１が
“Ｈ“のとき、つまり、信号Ｓｌｌと５１２のＬ期間の
差に対応した期間において“Ｌ”となる第２図に示すよ
うな信号Ｓ１３を得ている。Ｎ０Ｒ１５では信号３１２
が”Ｈ″で且つ信号Ｓｌｌが“Ｌ”の期間、つまり、信
号Ｓ１１とＳ１２のＨ”期間の差に対応した期間におい
て“Ｌ″となる第２図に示すような信号Ｓ１４を得てい
る。

信号Ｓ１３は、信号Ｓ１が正の領域でのみパルス幅変調
された信号となり信号Ｓ１のレベルが高くなるのに比例
してパルス幅の′Ｌ”期間が長くなり、負の領域では“
Ｈ”レベルに固定される。

信号Ｓ１４は、信号Ｓ１が負の領域でのみパルス幅変調
された信号となり信号Ｓ１のレベルが負方向に大きくな
るのに比例してパルス幅の゛Ｌ″期間が長くなり、正の
領域では′Ｈ”レベルに固定される。

この信号３１３，３１４および前記信号３２゜Ｓ３はス
イッチ回路８に加えられる。このスイッチ回路８は、第
８図従来列に示したものと同じもので、従来例同様アク
チュエータ８が接続されている。

信号Ｓ２は、抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ４のベー
スに供給され、信号Ｓ３は、抵抗Ｒ３を介してトランジ
スタＱ３のベースに供給され、信号Ｓ１３．Ｓ１４も、
それぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してトランジスタＱｌ、Ｑ
２のベースに供給されている。

さて、信号Ｓ１が正のときスイッチ回路８はＱ２．Ｑ３
ともにＯＦＦ状態でＱ４はＯＮ状態となるため、前記第
１０図（ａ）中の信号Ｓ７を信号Ｓ１３に置換えたもの
と等しくなり信号３１３がＬのときＱｌがＯＮ状態とな
り、アクチュエータ１８へ流れる電流１ａは１８ａ→１
８ｂの方向へ流れ、信号Ｓ１３の°“し”期間つまり、
信号Ｓ１の正のレベルに比例する。又、逆に信号Ｓ１が
負のときスイッチ回路８はＱｌ、Ｑ４ともＯＦＦ状態で
Ｑ３がＯＮ状態となり、前記第１０図（ｂ）中の信号Ｓ
８を信号Ｓ１４に置換えたものと等しくなり信号３１４
がＬのときＱ２がＯＮ状態となり、アクチュエータ１８
へ流れる電流Ｉａは１８ｂ→１８ａの方向へ流れ、信号
Ｓ１４の“Ｌ”期間つまり、信号Ｓ１の負方向のレベル
に比例する。その結果、前記第１１図に示したものと同
様に信号Ｓ１に比例したアクチュエータ電流Ｔａが流れ
る。

さて、次に本発明において、三角波信号３１０は、例え
ば第３図に示すような回路から得ることができる。又、
第４図は第３回答部の波形図である。

第３図において、発信器１６からは、“′Ｈ°゛期間と
Ｌ期間の等しい、矩形波信号Ｓ１５が出力され、これを
コンデンサＣＩを介し信号Ｓ１５中の直流電圧をしゃ断
して、演算増幅器２３と抵抗Ｒ５，Ｒ６（Ｒ６）Ｒ５）
とコンデンサＣ２により構成される周知のミラー積分回
路に加え、信号３１５の“Ｌ″期間立ち上がり、“Ｈ″
期間立ち下がる三角波信号ＳＩＯを得ている。

さて、次に第５〜６図を用い、本発明において三角波信
号にオフセットが発生した場合について考えてみる。尚
、第５〜６図において各信号波形の時間軸は第２図に示
したものより拡大して記している。第５図は信号Ｓ１が
正の電圧の状態を示し、同図のＳＩＯに示す三角波信号
の内Ｉの実線で記した波形はオフセント電圧のない時の
信号ＳＩＯの波形、■の一点鎖線で記した波形は正方向
に■。Ｆｌだけオフセット電圧を有しているときの信号
ＳＩＯの波形、■の破線で記した波形は負方向にＶ。Ｆ
２だけオフセット電圧を有しているときの信号３１０の
波形を示す。又、信号Ｓ９は、信号Ｓ１をＯレベルに対
して反転したレベルとなっている。以下、第６図におい
ても同様に記す。

第５図において、（１）、　（ｎ）、　（ＩＩＩ）は、
それぞれ信号ＳＩＯの前記Ｉ〜■の状態に対応した各部
の波形Ｓ、１１．Ｓ１２．　　Ｓ１３．Ｓ１４を記した
もので、信号ＳＩＯにオフセットが発生すると信号Ｓｌ
ｌと信号３１２のパルス幅は変化するか変化量は等しく
、そのパルス幅の差である信号３１３の“Ｌ“期間の幅
は変化せず、同図に矢°印で示す如（時間軸が移動する
だけとなる。同様に信号Ｓ１が負のときも信号Ｓ１４の
″Ｌ”期間の幅は変化せず時間軸が移動するだけである
。又、信号ＳＩＯのオフセット量に関わらず信号ＳＬが
正のとき信号Ｓ１４は常にＨとなり、逆に負のとき信号
３１３が“°Ｈ′となる。

第６図は信号Ｓ１がＯレベルのときの波形図である。こ
のとき信号Ｓｌ、Ｓ２ともに０レベルとなるため、信号
３１０のオフセットにより信号Ｓｌｌ　　３１２ともに
パルス幅が変化するが、その幅が常に等しい為、信号５
１３．３１４ともに常にＨとなり、アクチュエータに電
流は流れない。

この為、本発明によればパルス幅変調された信号および
アクチュエータに流れる電流Ｉａは三角波信号Ｓ１０の
オフセットによって変化せず不感帯も不連続特性もない
入力信号と比例の関係になる。

次に第１図に示すコンパレータ１１，１．２の応答時間
、つまり信号Ｓ１１．３１２に生しる立ち上がり時間１
ｒと立ち下がり時間１．が三角波信号Ｓ１０の周期に対
し無視できないときについて考えてみる。

第７図は信号Ｓ１が正の状態を示し、（Ｉ）。

（■）、　（１）はそれぞれ （１）；　ｔｒ＝ｔ、＝ｏの状態 （ＩＩ）；　ｔ、＞ｔ、＞ｏの状態 （Ｉｎ）；　ｔ、＞ｔ、＞ｏの状態 のときの信号Ｓ１１．信号Ｓ１２．信号Ｓ１３゜信号Ｓ
１４を示す。

第１図においてコンパレータ１１，１１；を同一の回路
で構成でき、その応答時間もほぼ等しくなる。特に、こ
れらの回路を集積回路の同一チップ上に形成した場合、
応答時間を含めたすべての特性が極めて似てくる。コン
パレータ１１，１２の応答時間（１ｒ、１．）が等しけ
れば、第７図（ｎ）あるいは（Ｉ［［）の状態は（１）
の状態に対し信号Ｓ１１．Ｓ１２ともにパルス幅が同じ
量だけ変化し、その差である信号Ｓ１３のＬ期間の幅は
変化せず、前記第５図同様時間軸が移動するだけである
。このため、本発明によれば前記した２つのコンパレー
タの応答時間を等しくすれば、パルス幅変調された信号
およびアクチュエータに流れる電流はコンパレータの応
答時間の影響を受けず入力信号に比例したものとなる。

発明の効果 以上の様な構成にすることにより、本発明によれば、入
力信号とパルス幅変調信号のパルス幅、或いは、入力信
号と電流１ａの関係に不感帯や不連続特性が発生するの
を防止することができ、例えば光学記録再生装置のアク
チュエータ駆動回路等に本発明を通用した場合、上記不
感帯によって制御１１精度が悪くなる、或いは、不連続
特性に起因して制御系が不安定になる等を防ぐことがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるパルス幅変調方式及
びパルス幅変調方式によるアクチュエータ駆動方法の構
成図、第２図は第１図各部の波形図、第３図は第１図に
示す三角波発生回路の回路図、第４図は第３図各部の波
形図、第５図は第１図の信号Ｓ１が正の電圧の時三角波
にオフセットが発生した状態の第１図各部の波形図、第
６図は信号Ｓ１が０レベルの時三角波信号にオフセット
電圧が発生した状態の第１図各部の波形図、第７図は第
１図に示すコンパレータ１１，１２の応答速度と第１図
各部の関係を示した波形図、第８図は従来例に於けるパ
ルス幅変調方式による駆動方法を示す構成図、第９図は
第８図各部の波形図、第１Ｏ図は第８図に示すスイッチ
回路の等価回路図、第１１図は第９゛図に於ける信号Ｓ
１とアクチエエータ電流１ａの関係図、第１２図は第８
図の三角波信号Ｓ５に正方向のオフセット電圧が生じた
時の第８図各部の波形図、第１３図は第１２図に於ける
信号Ｓ１とアクチュエータ電流１ａの関係図、第１４図
は第８図の三角′＄１．信号Ｓ５に負方向のオフセット
電圧が生じた時の第８図各部の波形図、第１５図は第１
４図に於ける信号Ｓ１とアクチュエータ電流１ａの関係
図である。 ｌ・・・・・・コンパレータ、２・・・・・・絶対値回
路、３・・・・・・インバータ、８・・・・・・アクチ
ュエータ、９・・・・・・反転ＩＬ　　１１・・・・・
・コンパレータ、１２・・・・・・コンパレータ、１３
・・・・・・三角波発生回路、Ｑｌ、Ｑ２・・・・・・
ＰＮＰ　）ランジスタ、Ｑ３．Ｑ４・・・・・・ＮＰＮ
トランジスタ、Ｓｌ・・・・・・入力信号、Ｓ５・・・
・・・三角波図 信号、Ｉａ・・・・・・アクチュエータ電流、ＳＩＯ・
・・・・・三角波信号、３１３・・・・・・第１のゲー
ト信号、３１４・・・・・・第２のゲート信号。 代理人の氏名　弁理士　粟野重孝　ほか１名１８アグテ
ユエーグ 第 図 （１）−７Ｓｔｏ牙フ乞ツトｒＪし 第 図 σＪ　−’　Ｓｉｒオ フ セ ト 第 図 第１２図 第１０図 （α） ＳＩが正 第１３図 （ｂ）Ｓｌ、が興 第１４図 第１５図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号を反転した入力反転信号を得る手段と、
   三角波信号を発生させる手段と、前記入力信号と三角波
   信号を比較した第一の比較信号を得る手段と、入力反転
   信号と三角波信号を比較した第二の比較信号を得る手段
   と、この第一及び第二の比較信号から入力信号が三角波
   信号より大きく且つ入力反転信号が三角波信号より小さ
   い期間を検出する第一のゲート信号を得る手段と、第一
   及び第二の比較信号から入力信号が三角波信号より小さ
   く且つ入力反転信号が三角波信号より大きい期間を検出
   する第二のゲート信号を得る手段を有し、第一のゲート
   信号より前記入力信号が正の時のパルス幅変調信号を得
   ると共に第二のゲート信号より入力信号が負の時のパル
   ス幅変調信号を得るよう構成したことを特徴とするパル
   ス幅変調方式。
2. （２）入力信号を反転した入力反転信号を得る手段と、
   三角波信号を発生させる手段と前記入力信号と三角波信
   号を比較した第一の比較信号を得る手段と、入力反転信
   号と三角波信号を比較した第二の比較信号を得る手段と
   、この第一及び第二の比較信号から入力信号が三角波信
   号より大きく且つ入力反転信号が三角波信号より小さい
   期間を検出する第一のゲート信号を得る手段と、第一及
   び第二の比較信号から入力信号が三角波信号より小さく
   且つ入力反転信号が三角波信号より大きい期間を検出す
   る第二のゲート信号を得る手段と、前記第一のゲート信
   号によりＯＮ状態の定まる第一のトランジスタと、前記
   第二のゲート信号によりＯＮ状態の定まる第二のトラン
   ジスタを有し、第一のゲート信号及び第二のゲート信号
   により第一のトランジスタ及び第二のトランジスタのＯ
   Ｎ状態を制御するよう構成したことを特徴とするパルス
   幅変調方式によるアクチュエータ駆動方法。