JPH02211061A - スイツチングレギユレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はスイッチングレギュレータに関し、特に交流
電源に対して力率のよいスイッチングレギュレータに関
する。

〔従来の技術〕

最近は直流定電圧電源として、小型軽量で電力効率のよ
いスイッチングレギュレータがよく使用されている。

第７図は、従来のスイッチングレギュレータの一例を示
す回路図である。

交流電源１からの交流電力は、ダイオードブリッジより
なる整流器２で全波整流され、大容量の入力側平滑コン
デンサである電解コンデンサ３により平滑化される。

電解コンデンサ３に充電された直流電力は、変換トラン
ス４の１次巻線Ｌｐとスイッチング素子であるトランジ
スタＱとの直列向路に供給され。

高周波のスイッチング周波数（通常５０ＫＨｚ〜２００
　ＫＨｚ）で駆動されているトランジスタＱによりオン
・オフされる。

そのため、変換トランス４の２次巻線ＬＳには交流電力
が誘起され、ダイオードＤ１によって整流された後、チ
ョークＣＨと大容量のコンデンサＣ１よりなるチョーク
入力型平滑回路によって平滑化され、出力端子５を介し
て負荷６に出力電圧ＶＱの直流電力を供給する。

ダイオードＤ２は、トランジスタＱがオンの時に磁力と
してチョークＣＨに蓄積されたエネルギを、オフの時に
コンデンサＣＩに供給する為のものである。

フィードバック回路は、制御回路１１とドライバ１２と
パルストランス１３および補助電源１４とからなり、補
助電源１４は交流電源１からの交流電力を直流電力に変
換して制御回路１１とドライバ１２に供給する。

制御回路１１は、出力端子５の出力電圧ｖ□を入力して
予め設定されている基準出力電圧Ｖｓと比較し、その差
信号をドライバ１２に出力する。

ドライバ１２は、パルス幅変調された所定のスイッチン
グ周波数の駆動信号をパルストランス１３を介してトラ
ンジスタＱのエミッタ・ベース間に印加し駆動している
が、そのパルス幅（オンデユーテイ比）は制御回路１１
から入力する差信号に応じて、出力電圧ｖ□が基準出力
電圧ＶＳよりも高ければ減少、低ければ増大するように
変調されている。

したがって、負荷６に供給される出力電圧ＶＯは基準出
力電圧ＶＳになるように安定化される。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、以上説明したように従来のスイッチング
レギュレータは、その入力側の平滑回路に大容量の電解
コンデンサ３を使ったコンデンサ入力型が採用されてい
るから、交流電源１からの交流電圧の瞬時値が電解コン
デンサ３の端子電圧よりも低い間は電流が流れず、短時
間の高い間だけで必要な全電力が供給されるため、出力
する電力容量に比べて大きな電流が流れることになり、
多くの無効電力が流れて力率が悪い（低い）。

この力率の低さは、モータ等の誘導負荷の場合と異なり
、位相がずれて起るものではないから、進相コンデンサ
等で改善することが出来ない。

また、瞬時に大電流が流れるから、スイッチングレギュ
レータの電力容量の増大にともないフユーズ、サーキッ
トブレーカ、配線あるいは整流器等の容量を大きくしな
ければならず、安全上の問題や他の機器への影響も無視
出来なくなっている。

この瞬時電流が過大になることを防止するため、例えば
特開昭６３−１０７４５７号公報に見られるように、整
流器の出力段に並列に電流制限インピーダンス素子を介
して平滑コンデンサを接続し。

その平滑コンデンサの充電電圧が整流器の出力電圧より
も高い時にオンになる向きにダイオードを上記電流制限
インピーダンス素子と並列に接続して、平滑コンデンサ
の充電時にその電流を制限するようにしたものがある。

しかしながら、インピーダンス素子として、抵抗を用い
た場合はその損失が大きくなって効率を低下させ、イン
ダクタを用いると大容量のインダクタが必要になって高
価、大型になるという問題点があった。

この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、小型
軽量で電力効率がよいという長所を生かしながら、力率
の改善されたスイッチングレギュレータを提供すること
を目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明は上記の目的を達成するため、上記のようなス
イッチングレギュレータにおいて、入力側平滑回路の商
用周波数（５０七〜６〇七）に対応する大容量の電解コ
ンデンサを、スイッチング素子のスイッチング周波数に
対応する比較的小容量のコンデンサに置換えると共に、
変換トランスの２次巻線を２個設けてそれぞれ独立した
第１及び第２の出力回路を備え、それらの出力を合成し
て出力端子に出力するようにし。

第２の２次巻線を、スイッチング素子がオフの間に電力
を出力するフライバック接続としたものである。

または、第２の出力回路の出力側に、その出力電圧が基
準出力電圧ｖｓよりも僅かに低く設定された定電圧回路
を設けたものである。

あるいは、第２の出力回路の出力側に、第１の出力回路
の出力電圧が基準出力電圧ＶＳ以上の時はオフ、未満の
時はオンになる機能を有し、その出力電圧が基準出力電
圧ｖｓとほぼ等しく設定された定電圧回路を設けたもの
である。

（作　用〕 この発明は上記のように構成することにより、入力側平
滑コンデンサの端子電圧が大幅に低下するため、交流電
源から電力が供給される時間が長くなり、電流が流れな
い時間が減少すると共に。

各瞬時に流れる電流値が小さくなる。

したがって、小型軽量で電力効率がよいという長所を生
かしながら、力率の改善されたスイッチングレギュレー
タを提供することが出来る。

〔実施例〕

以下、この発明を実施例に基づいて具体的に説明するが
、それに先立って、その基礎となる回路について第５図
によって説明する。

なお、第５図において、第７図に示した従来例と同一部
分には同一符号を付してあり、それらの説明は省略する
。

この回路例は、入力側平滑回路の平滑コンデンサとして
、従来例の商用周波数に対応する大容量の電解コンデン
サ３の代りに、スイッチング素子であるトランジスタＱ
のスイッチング周波数に対応する比較的小容量のコンデ
ンサ７を設けたものであり、それ以外は従来例と同じで
ある。

従来例では、商用周波数を対象に考えていたから、整流
器２にダイオードブリッジよりなる全波整流器を使用し
ても、周波数が１００Ｈｚ〜１２〇七に対応する平滑コ
ンデンサとして１例えば出力容量２００Ｗ級の場合に１
０００μＦかそれ以上の電解コンデンサが使用されてい
た。

この発明によれば、原理的には入力側平滑コンデンサが
不要であるが、全くコンデンサを置かない場合にはスイ
ッチング周波数を基本波とするノイズが交流電源側にリ
ークし、電源側に通常市販されているノイズフィルタを
設けても防ぎ切れない。

したがって、この回路側およびこの発明の実施例にはす
べて小容量のコンデンサ７を設けて、ノイズのリークを
防止している。

このコンデンサ７は、１００Ｈｚ〜１２０七の周波数を
対象とするものでなく、スイッチング周波数例えば５０
ＫＨｚ〜２００　ＫＨｚを対象としてノイズを抑える目
的であるから、その取扱う周波数比は５００倍以上であ
る。

したがって、２００Ｗ級の同一出力容量の場合でも、実
験的に１０μＦ以下の比較的小容量のコンデンサで十分
な効果が得られた。

ただし、このコンデンサは高周波領域でも高いＱが要求
されるから、電解コンデンサでなく、フィルムコンデン
サ或いは積１セラミックコンデンサ等であることが望ま
しい。

このようなコンデンサを使用しても、従来例に比し容量
が１／１００以下と小さいから、入力側平滑コンデンサ
のサイズは小型になる。

第６図は、この回路例と従来例とを比較説明するための
電圧または電流を示す波形図であり、同図（ａ）は整流
器２が出力する全波整流波形を示している。

第６図（ｂ）は従来例（第７図）の電解コンデンサ３の
端子電圧を、同図（ｃ）は同じくその充電電流を示し１
図から明らかなように、充電時間は短くその瞬時電流値
が大きい。

第６図（ｄ）は従来例から電解コンデンサ３を除いた場
合に整流器２を流れる電流を示し、ノイズとなる高周波
成分が極めて大きいことが分かる。

第６図（ａ）はこの回路例におけるコンデンサ７の端子
電圧を、同図（ｆ）は整流器２を流れる電流を示す。

スイッチング周波数が高い為に、コンデンサ７は破線で
示した整流波形の電圧まで充電されないうちに放電を開
始し、Ｏｖまで放電し切れないうちに充電が開始される
。

そのために、コンデンサ７の端子電圧は、整流波形の電
圧がＯになる近傍を除いて、交流１′！７Ｎ１の電圧絶
対値に近似し、それより低い電圧の波形を示している。

したがって、電流が整流器２を流れる時間が長くなりそ
の瞬時電流値が小さくなると共に、電流の流れない時間
が短くなるから、力率が改善される。

しかしながら、短かくはなっても電流が流れず変換トラ
ンス４の２次側に電力が供給されない時間があるから、
その間は出力電力が出力側の平滑コンデンサＣ１の放電
により供給されるため、出力電圧ｖｏは第６図（ｇ）に
矢示するように部分的な電圧降下が発生する。

以下の実施例は、この部分的な電圧降下の発生を防止し
たものである。

第１図は、この発明の第１実施例を示す回路図であり、
従来例（第７図）および上述した回路例（第５図）と同
一部分には同一符号を付してあり、それらの説明は省略
する。

回路例の入力側回路、フィードバック回路および出力側
回路は、そのままそれぞれこの第１実施例の入力側回路
、フィードバック回路および第１出力回路になっている
。

変換トランス８には２個の２次巻線が設けられ、第１の
２次巻線Ｌ１は回路例（第５図）では２次巻線ＬＳとし
たもので、第１の出力回路の電源になっている。

第２の２次巻線Ｌ２は第２の出力回路の電源であり、ダ
イオードＤ３により片波整流された後、出力側平滑コン
デンサＣ１に接続されている。

したがって、平滑コンデンサＣ１は第１．第２の出力回
路によって共有され、第２の出力回路はコンデンサ入力
型である。

２個の２次巻線ＬＬ＋Ｌ２の極性は１例えば第１の２次
巻線Ｌ１はフォーワード接続、第２の２次巻線Ｌ２はフ
ライバック接続になっているから、電力はトランジスタ
Ｑがオンの時は第１の出力回路へ、その間に磁力として
変換トランス８に蓄積されたエネルギは、トランジスタ
Ｑがオフの時に第２の出力回路へそれぞれ供給される。

第１．第２の出力回路の出力電圧は２次巻線Ｌ　１　＊
　Ｌ　２の巻数比によって影響されるが、もし巻数が等
しく出力側平滑コンデンサがそれそｎ独立にあると仮定
、すると、第１の出力回路はチョーク入力型であり第２
の出力回路はコンデンサ入力型であるから、後者の出力
電圧の方が高い。

また、フライバック接続の巻線に生ずる電力は。

フォーワード接続の巻線に生ずる電力に比べてパルス幅
（デユーティ比）の影響を受は難く、スイッチング周波
数が一定であればほぼ一定の電力が発生している。

したがって、出力電力は常時は主として第１の出力回路
から供給されるが、第６図（ｇ）に示した出力電圧の部
分的な電圧降下が発生した時には、主として第２の出力
回路から供給されて１部分的な電圧降下が抑制される。

この第１実施例は、出力側平滑コンデンサ７の容量が十
分大きく、多少の電圧降下があってもよい場合に実用さ
れ、回路が比較的簡単であるからコストも安い。

第２図は、この発明の第２実施例を示す回路図であり、
第１実施例（第１図）と同一部分には同一符号を付して
いる。

この第２実施例が第１実施例と異なる頂は、第２の出力
回路を直接筒１の出力回路に接続しないで、平滑コンデ
ンサＣ２からなる独立したコンデンサ入力型平滑回路を
設けると共に、出力電圧が基準出力電圧ｖＳよりも僅か
に低く設定された定電圧回路２０を介して第１の出力回
路に接続したことである。

定電圧回路２０は１例えば日本電気製μＰＣ３１７Ｈの
ようなシリーズ型レギュレータ用のＩＣ２１を中心とし
、抵抗Ｒ１ｔ　Ｒ２よりなる分圧器とコンデンサＣＲと
ダイオードＤ４とからなる補助回路とによって構成され
、その出力電圧は分圧器の分圧比によって所定の電圧に
調整される。

その定電圧回路としての動作は、既に公知であるから説
明を省略する。

定電圧回路２０の出力電圧が基準出力電圧ｖｓより僅か
に低い為に、常時は電力が第１の出力回路から出力され
、第２の出力回路からは出力されないから、その間平滑
コンデンサＣ２は充分に充電されている。

部分的な電圧降下が発生して出力電圧ＶＯが定電圧回路
２０の出力電圧より低下しようとすると、第２の出力回
路から電力が供給され始め、出力電圧ＶＯは定電圧回路
２０の出力電圧に保持される。

平滑コンデンサＣ２の容量と充電電圧は、再び第１の出
力回路から電力が供給され始めるまでの間、定電圧回路
２０の出力電圧が維持されるに足るものであればよい。

したがってこの第２実施例では、このスイッチングレギ
ュレータの出力電圧ｖＯはほとんどが基準出力電圧ＶＳ
であり、電圧降下が発生している短かい間だけ僅かに低
下するだけであって、その切換時の電圧変化も出力側の
コンデンサＣ１が大容量であるから極めてスムースであ
るから、実用的に一定電圧と見做すことが出来る。

第３図は、この発明の第３実施例における出力回路の部
分を示す回路図であり、それ以外の電源入力側回路やフ
ィードバック回路等は第２実施例と同じである。

この第３実施例は１図から明らかなように、定電圧回路
２４が、例えばサンケン電気製５ＴＲ７００５のような
制御回路を内蔵したチョッパ用のＩＣ２５よりなる降圧
型チョッパを中心とし。

抵抗Ｒｔ　ｔ　Ｒ２よりなる分圧器と平滑用のチョーク
ＣＨｚとからなる補助回路とによって構成され。

その出力電圧は分圧器の分圧比によって所定の電圧に調
整される。

その定電圧回路としての動作は、既に公知であるから説
明を省略する。

この定電圧回路２４の出力電圧も、第２実施例における
定電圧回路２０と同様に基準出力電圧ＶＳより僅かに低
く設定されているから、スイッチングレギュレータとし
ての効果は第２笑施例と同じである。

ただし、降圧型チョッパによる定電圧回路は、電流のオ
ン・オフによって定電圧が保持されるため、ＩＣ２５の
出力側にチョークＣＨ２を設け、出力側平滑コンデンサ
Ｃ１と共にチョーク入力型平滑回路を構成すると共に、
抵抗Ｒ１＋　ＲＺの直列回路よりなり定電圧回路２４の
出力電圧を制御する信号を取出す分圧器を、チョークＣ
Ｈ２の出力側に配置している。

そのかわり、第２実施例の定電圧回路２０におけるシリ
ーズ型のＩＣ２１に比べて電圧降下にともなう電力損失
がなく、全体の電力効率が改善される。

第４図は、この発明の第４実施例を示す回路図であり、
第２及び第３実施例と同一部分には同一符号を付してい
る。

この第４実施例が第２．第３実施例と異なる所は、第２
の出力回路に設けた定電圧回路２８がオン・オフ機能を
有するシリーズ型レギュレータ用のＩＣ２９を中心とし
て構成され、第１の出力回路の出力電圧に応じてオン・
オフされることである。

定電圧回路２８は、ＩＣ２９を中心とし、抵抗Ｒｔ　、
Ｒ２よりなる分圧器と可変抵抗ＶＲと定電圧ダイオード
ＲＤとからなる補助回路とによって構成されている。

ＩＣ２９は５例えばサンケン電気製５ＴＲ９０００系の
ＩＣのように、型番によって出力電圧が決められていて
、その２番端子とアースとの間に介挿された可変抵抗Ｖ
Ｒの抵抗値によって出力電圧を微調整することが出来、
その出力電圧は基準出力電圧ｖｓとほぼ等しくなるよう
に調整されている。

また、ＩＣ２９の３番端子が十電位にある時はその出力
がオフ、Ｌ°すなわちＯｖの時は定電圧素子として調整
された出力電圧の電力を出力するオン・オフ機能がある
。

第１の出力回路は、専用の平滑コンデンサＣ３とチョー
クＣＨとからなるチョーク入力型平滑回路を有し、逆流
防止用のダイオードＤ５を介して出力側平滑コンデンサ
Ｃ１に接続されている。

抵抗Ｒ１ｔ　Ｒ２よりなる分圧器は、第１の出力回路の
出力電圧が基準出力電圧Ｖｓ（詳しくいえば、さらにダ
イオードＤ５の電圧降下公約０．６Ｖを加えた電圧）よ
り僅か下った時に、定電圧ダイオードＲＤを介してＩＣ
２９の３番端子にかかる電圧がＯｖになるような分圧比
に設定されている。

スイッチングレギュレータの出力端子５から負荷６に出
力される電力は、殆んど第１の出力回路から供給される
が、その出力回路に部分的な電圧降下が発生して平滑コ
ンデンサＣ３の端子電圧が僅かに下るとＩＣ２９がオン
になる。

第１の出力回路が出力している間に第２の出力回路のコ
ンデンサＣ２に蓄積されていた電力は、ＩＣ２９がオン
になっている間、定電圧化されて負荷６に供給される。

その間、第１の出力回路のコンデンサＣ３は放電するこ
となく、充電もされないから、通常の端子電圧から僅か
下った電位を維持し、部分的な電圧降下が回復すると直
ちに第１の出力回路が電力を供給し始め、ＩＣ２９の３
番端子にかかる電位を十に戻してオフにする。

したがって、第２の出力回路は電力供給を停止し、コン
デンサＣ２の充電サイクルに戻る。

この第４実施例においては、ＩＣ２９の出力電圧が基準
出力電圧ｖＳにほぼ等しく調整されているから１部分的
な電圧降下が生じている期間中も出力電圧は基準出力電
圧ｖＳに保たれ、第２．第３実施例のように同期間中、
出力電圧が僅かでも下ることがない。

また、第１の出力回路に部分的な電圧降下が発生してか
らＩＣ２９がオンになるまでに、コンデンサＣ３の端子
電圧が僅かに降下するが、出力側平滑コンデンサＣ１の
容量はコンデンサＣ３の容量より大きく設定され、ダイ
オードＤ５が電流の逆流を防いでいるから、コンデンサ
Ｃ１の端子電圧の降下は無視出来る程度に小さい。

もし、ＩＣ２９の出力電圧が基準出力電圧Ｖ５より若干
高めであっても、ダイオードＤ５の逆流防止効果により
、抵抗Ｒ１＊　Ｒ２よりなる分圧器にかかる電圧が上っ
て、ＩＣ２９がオフとオンを繰返すという発振現象を生
ずることがない。

以上、この発明を第１乃至第４実施例について説明した
が、入力側平滑コンデンサを従来の商用周波数に対応す
る大容量の電解コンデンサ３に代えて、スイッチング素
子のスイッチング周波数に対応する比較的小容量のコン
デンサ７とすることにより力率を改善し、一方その為に
発生する部分的な電圧降下を、第２の出力回路を並列に
設けることにより防止している。

また、大容量の電解コンデンサを小容量のコンデンサに
置換えたことにより、もともと小型軽量であるスイッチ
ングレギュレータを更に小型軽量化することが出来る。

さらに、同じ理由により、従来コンデンサ入力型平滑回
路を採用した電源装置で避けることが出来なかった電源
スィッチをオンにした瞬間の過大な突入電流を殆んどＯ
にすることが出来たから。

この突入電流による交流電源電圧の瞬間的な降下がなく
、電源スィッチのオンにより他の機器に悪影響を及ぼす
ことがないという効果もある。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明によれば、小型軽量で電
力効率がよいという長所を生かしながら、力率の改善さ
れたスイッチングレギュレータを提供することが出来る
。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図はそれぞれこの発明の第１及び第２実
施例を示す回路図、 第３図はこの発明の第３実施例の要部のみを示す回路図
、 第４図はこの発明の第４実施例を示す回路図。 第５図はこの発明の基礎となる回路を説明するための回
路図、 第６図は同じくその各部の波形図。 第７図は従来のスイッチングレギュレータの一例を示す
回路図である。 １・・・交流電源　　　　　　　　２・・・整流器５・
・・出力端子　　　　　　　　６・・・負荷７・・・コ
ンデンサ　　　　　　　８・・・交換トランス１１・・
・制御回路　　　　　　　１２・・・ドライバ１３・・
・パルストランス　　　　１４・・・補助電源２０．２
４．２８・・・定電圧回路 ２１．２５．２９・・・ＩＣ Ｌｐ・・・１次巻線　　　　　Ｌｌ　、Ｌｚ・・・２次
巻線Ｑ・・・トランジスタ（スイッチング素子）第６囚 手続補正書（自制 特許庁長官　吉　１）文　毅　殿 １、事件の表示 特願平１−２７９２４号 ２、発明の名称 スイッチングレギュレータ ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 東京都大田区中馬込１丁目３番６号 （６７４）　　株式会社　リ　コ　− ４、代　理　人　〒１７０（電話９８６−２３８０）東
京都豊島区東池袋１丁目２０番地５ ６、補正の内容 （１）明細書第１１頁第８行の「回路側」をｒ回路例」
と訂正する。 （２）同書第１２頁第１７行の「コンデンサ７」を「コ
ンデンサ７Ａと訂正する。 （３）同書第１３頁第６行の「近似し」を「相似し」と
訂正する。 （４）同、書簡１４０頁第１３行のｒ片波整流」をｒ半
波整流」と訂正する。 （５）同書第１８頁第１行の「スムースであるから」を
「スムースであり」と訂正する。 （６）同書第２５頁第１行の「交換トランス」を「変換
トランスＪと訂正する。 （７）図面の「第３図及び第４図」を別紙訂正図面のと
おり訂正する。 以上

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　交流電源に接続された整流器と、 その整流器の直流出力端子間に接続された、変換トラン
   スの１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、 その直列回路に並列に接続された、前記スイッチング素
   子のスイッチング周波数に対応する比較的小容量の入力
   側平滑コンデンサと、 前記変換トランスの第１の２次巻線に誘起された電力を
   平滑整流して出力する第１の出力回路と、前記変換トラ
   ンスの第２の２次巻線に誘起された電力を、前記スイッ
   チング素子がオフの時に入力し、平滑整流して出力する
   第２の出力回路と、前記第１及び第２の出力回路の出力
   が互に並列に接続された出力端子と、 その出力端子の出力電圧に応じて前記スイッチング素子
   のデューティ比を変えることにより、前記出力電圧を基
   準出力電圧に保持するフィードバック回路とから構成さ
   れたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。 ２　交流電源に接続された整流器と、 その整流器の直流出力端子間に接続された、変換トラン
   スの１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、 その直列回路に並列に接続された、前記スイッチング素
   子のスイッチング周波数に対応する比較的小容量の入力
   側平滑コンデンサと、 前記変換トランスの第１の２次巻線に誘起された電力を
   平滑整流して出力する第１の出力回路と、前記変換トラ
   ンスの第２の２次巻線に誘起された電力を平滑整流して
   出力する第２の出力回路と、その第２の出力回路の出力
   側に接続され、その出力電圧が基準出力電圧よりも僅か
   に低く設定された定電圧回路と、 前記第１の出力回路の出力と前記定電圧回路の出力とが
   互に並列に接続された出力端子と、その出力端子の出力
   電圧に応じて前記スイッチング素子のデューティ比を変
   えることにより、前記出力端子の出力電圧を前記基準出
   力電圧に保持するフィードバック回路とから構成された
   ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。 ３　交流電源に接続された整流器と、 その整流器の直流出力端子間に接続された、変換トラン
   スの１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、 その直列回路に並列に接続された、前記スイッチング素
   子のスイッチング周波数に対応する比較的小容量の入力
   側平滑コンデンサと、 前記変換トランスの第１の２次巻線に誘起された電力を
   平滑整流して出力する第１の出力回路と、前記変換トラ
   ンスの第２の２次巻線に誘起された電力を平滑整流して
   出力する第２の出力回路と、その第２の出力回路の出力
   側に接続され、前記第１の出力回路の出力電圧が基準出
   力電圧以上の時はオフ、未満の時はオンになる機能を有
   し、その出力電圧が前記基準出力電圧とほぼ等しく設定
   された定電圧回路と、 前記第１の出力回路の出力と前記定電圧回路の出力とが
   互に並列に接続された出力端子と、その出力端子の出力
   電圧に応じて前記スイッチング素子のデューティ比を変
   えることにより、前記出力端子の出力電圧を前記基準出
   力電圧に保持するフィードバック回路とから構成された
   ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。