JPH02213908A - リアルタイム波形制御装置および方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は振動制御等に用いる波形制御装置および方法
に関するものである。特に、連続し４て与えられる目標
信号波形に被制御系の応答出力波形が一致するよう、被
制御系に連続的にドライブ信号を与える技術に関するも
のである。

［従来の技術］ 供試体の振動を制御して、目標とする振動を与える装置
が開発されている（例えば上野和食：「ランダム振動制
御器５Ｘ−２０００Ｊ日本工業出版、計測技術、第１５
巻、第３号、７５頁〜７９頁）。いわゆるランダム振動
制御装置と呼ばれるものである。

ランダム振動制御装置によって振動発生器を制御し、目
標とする振動を供試体に与え、供試体の耐振動性をチエ
ツクするために用いられている。

現実の稼動環境や輸送環境に置かれた機器（供試体）に
加わる振動は、一般に不規則な波形をしている。そこで
、このランダム振動制御装置においては、現実に加わる
不規則波形のパワースペクトル密度を算出し、このパワ
ースペクトル密度を有する波形を機器に加えるようにし
ている。

ここで考慮すべきことは、振動発生器自体も、周波数応
答特性を有するということである。したかって、単に、
目標スペクトルを有する振動波形を振動発生器に与える
だけでは、目標とするスペクトルを有する振動を機器に
与えることはできない。そこで、振動発生器の周波数応
答特性を考慮しまた上で、目標スペクトルを補正し、こ
れをドライブスペクトルとしてもつ波形を合成し、振動
発生器に与えている。

一方、現実に加わる不規則な波形を波形そのものとして
正確に再現する試みもなされている（例えば、白木万博
能「大形三次元６自由度地震振動台の開発」三菱重工技
報Ｖｏ１．２０．　Ｎｏ、６　（１９８３−１１）ＰＩ
Ｉ６−１２２）。この機器は、ｉ）有限長の目標波形全
体を取り込み。Ｈ）制御演算を行い、１ｉｉ）応答出力
を取り込み、ｉｖ）応答出力波形と目標波形との比較を
行うものである。ｉｖ）での比較結果に基づき、ｉｉ）
において、次回のドライブ出力波形の修正がなされる。

したがって、ＬＬ）ｉｉｉ）ｉｖ）のプロセスを繰り返
すことにより、応答出力を目標波形に近づけることがで
きる。

［発明が解決しようとする課題］ 最初に掲げたランダム振動制御装置は、目標パワースペ
クトルを再現するものであるため、試験規格を定め易い
という利点がある。、しかしながら、あくまでも目標パ
ワースペクトルを再現するものであり、現実の振動を完
全に再現するものではない。したがって、自動車等での
輸送中に機器に加わる振動をシミュレートしようとする
場合、例えば道路の継ぎ目等で生じる突出性の振動波形
を再現することはできない。

一方、二番目に掲げた装置は、現実の振動をほぼ完全に
再現できる。この装置は、−旦、目標波形をサンプリン
グしてから制御演算を繰り返し、応答波形を目標波形に
一致させるようにしている。

したがって、サンプリングした目標波形を記憶しておく
必要があるため、目標波形が有限の長さでなければなら
ない。したがって、目標波形が、次々と連続して与、え
られるような場合には、用いることができない。

また、目標波形が有限であっても、目標波形の周波数が
高い場合や、継続時間が長い場合には、記憶装置の容量
制限のため目標波形を記憶できなくなってしまう。

このような問題から、この装置は、継続時間は長いが周
波数の低い地震波の再現、周波数は高いが継続時間の短
いショック波の再現に主として用いられており、連続的
振動を与える試験には用いられていない。

この発明は上記のような課題を解決して、与えられた目
標波形をリアルタイムで再現できる装置および方法を提
供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 請求項１に係るリアルタイム波形制御装置の全体構成を
第１図に示す。この装置は、Ａ／Ｄ変換器２、目標信号
記憶手段４、ドライブ信号演算手段６、Ｄ／Ａ変換器８
、制御特性記憶手段１２、制御特性補正手段１８、補正
係数演算手段２０を備えている。なお、Ａ／Ｄ変換器２
．１６、Ｄ／Ａ変換器８は、必須の構成要素ではない。

また、被制御系１０は、例えば、供試体に振動を与える
振動発生装置、供試体の振動を測定する加速度計等から
なる。

第２図Ａに、請求項４のドライブ信号演算手段６を示す
。この演算手段６は、フーリエ変換手段２２、乗算手段
２４、逆フーリエ変換手段２６を備えている。

第２図Ｂに、請求項５のドライブ信号演算手段６を示す
。この演算手段６は、コンボリューション演算手段２８
を備えている。

第２図Ｃ１第２図りに、請求項７における窓操作手段２
１、重ね合わせ手段２７を付加したものを示す。

請求項９のリアルタイム信号波形制御方法は、目標信号
とこれに対応する被制御系の応答出力とを比較して補正
係数を演算し、この補正係数により前記制御特性を補正
するようにしたことを特徴としている。

［作用］ 第１図を参照して、この装置の動作を説明する。

制御特性記憶手段１２には、被制御系１０の有する伝達
特性と逆の特性をもつ制御特性が記憶されている。目標
とするアナログ信号が入力され、Ａ／Ｄ変換器２によっ
て、ディジタル信号に変換される。このディジタル信号
は、目標信号記憶手段４に記憶されるとともに、ドライ
ブ信号演算手段６に与えられる。ドライブ信号演算手段
６は、Ａ／Ｄ変換器２からの目標ディジタル信号を、記
憶手段１２からの制御特性に基づいて変化させ、Ｄ／Ａ
変換器８に与える。Ｄ／Ａ変換器８は、これをアナログ
信号として、被制御系１０に与える。

被制御系１０に与えられる信号は、目標信号を被制御系
ｌＯの逆特性によって変化させたものである。

したがって、被制御系１０からの出力は、目標信号とほ
ぼ等しくなる。

被制御系１０からの応答出力は、Ａ／Ｄ変換器１６によ
ってディジタル信号に変換された後、補正係数演算手段
２０に与えられる。補正係数演算手段２０は、目標信号
記憶手段４に記憶されている目標信号と、その目標信号
に対応する被制御系１０からの応答信号とを比較し、そ
の差異に基づき補正係数を演算する。

制御特性演算手段１８は、この補正係数に基づき、制御
特性記憶手段１２に記憶されている制御特性を補正する
。

したがって、次の目標信号に対しては、この補正された
制御特性が用いられ、目標信号と応答信号の一致度が高
められる。

制御特性として伝達関数の逆数を用いる場合には、ドラ
イブ信号演算手段６は、第２図Ａのような構成とするこ
とができる。入力された目標信号は、フーリエ変換手段
２２において、複素スペクトルとなる。乗算手段２４は
、このスペクトルと伝達関数の逆数の、対応する周波数
成分同士を掛は合わせる。逆フーリエ変換手段２６は、
乗算結果を逆フーリエ変換し、ドライブ信号として出力
する。

第２図Ａのような構成によれば、フーリエ変換、逆フー
リエ変換に時間を要するが、乗算という単純な演算です
むため、全体としては迅速な処理が可能である。

制御特性として逆インパルス応答を用いる場合には、ド
ライブ信号演算手段６は、第２図Ｂのような構成とする
ことができる。入力された目標信号と逆インパルス応答
に対し、演算手段２８によって、コンボリューション演
算が施され、ドライブ信号が算出される。第２図Ｂのよ
うな構成によれば、フーリエ変換、逆フーリエ変換を行
う必要がない。

また、第２図０１第２図りに示すように、目標信号に窓
操作を施した後、ドライブ信号を演算し、重ね合わせれ
ば、制御特性の変更によるドライブ信号の不連続性をな
くすことができる。

［実施例］ 一ハードウェアー 第３図Ａにこの発明の一実施例による波形制御装置のハ
ードウェア装置を示す。この図において、被制御系１０
は、振動発生器３０、供試体３２、加速度ピックアップ
３４から構成されている。ＣＰＵ３８は、メモリ４０の
プログラムに従い、パスライン５２を介して、各部を制
御する。ＣＲＴデイスプレィ等からなる表示装置４４は
、操作の指示や制御の結果を表示するものである。キー
ボード５０は指示を入力するためのものである。また、
メモリカード４８には、制御条件データ等が記憶されて
いる。ＤＳＰボード３６は、第３図Ｂに示すような構成
となっている。このボードは、バスＩ／Ｆ６０、ＤＳＰ
６２、ＲＯＭ６４、ＲＡＭ６６等から構成されている。

ＤＳＰ６２は、ディジタルシグナルプロセッサであり、
例えばテキサスインスツルメント社製ＴＭＳ３２０Ｃ２
５を用いることができる。ＤＳＰ６２の詳細については
、そのユーザーズマニュアルを参照のこと。ＤＳＰ６２
は、ＲＯＭ６４に格納されたプログラムに従って、演算
を行う。

一初期設定モードー この装置においては、実動作を行う前に、制御特性の初
期値を求めておく必要がある。これを、初期設定モード
という。

初期設定モードの動作を第４図のフローチャートを参照
して説明する。ステップＳ、において、ＣＰＵ３８はＤ
ＳＰボード３６に対し初期設定信号であるホワイトノイ
ズ（平坦なスペクトルを有するノイズ）を出力するよう
に指令する。これを受けてＤＳＰボード３６は、初期設
定用の信号をＤ／Ａ変換器８に出力する。この初期設定
用の信号はアナログ信号に変換され、振動発生器３０に
与えられる。

これにより、振動発生器３０が振動し、供試体３２に振
動が加えられる。供試体３２の振動は、加速度ピックア
ップ３４によって検出され、応答波形として取り出され
る。応答波形は、Ａ／Ｄ変換器１６によってディジタル
化され、再びＤＳＰボード３６に入力される。ＤＳＰ６
２は、これをＲＡＭ６６に保持した後、フーリエ変換を
行い、応答波形の複素スペクトルを求める（ステップＳ
、）。なお、このような演算を計算機上で実行するため
には、変換の離散化が必要であり、実際には離散フーリ
エ変換を行う。この際、演算速度の速い高速フーリエ変
換ＦＦＴアルゴリズムを用いるのが一般的である。

次に、このようにして演算したスペクトルと初期設定用
信号のスペクトルとを比較して、被制御系ｌＯの伝達関
数Ｈ（ｆ）を求める（ステップｓｍ）。第６図Ｂに伝達
関数Ｈ（ｆ）の位相スペクトル（ａｒｇ、　（Ｈ（ｆ）
））の−例を、第６図Ａに伝達関数Ｈ（ｆ）の振幅スペ
クトル（ｌ　Ｈ（ｆ）　Ｉ　）の−例を示す。

次に、ＤＳＰ６２は、制御特性として、伝達関数Ｈ（ｆ
）の逆数Ｇ（ｆ）を演算する（ステップＳ４）。すなわ
ち、 Ｇ　（ｆ）　＝　１／Ｈ（ｆ）・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（１）を求める。

次に、ＤＳＰ６２は、このＧ（ｆ）をＲＡＭ６６に記憶
する（ステップＳＳ）。

以上で初期設定が終了する。なお、ステップＳ。

〜Ｓ、を繰り返し行い、伝達関数Ｈ（ｆ）をその平均値
として求めれば、より正確な伝達関数Ｈ（ｆ）が得られ
る。

一実動作モード（基本動作）− 次に、第５図を参照しつつ実動作モードの基本動作を説
明する。

ＤＳＰ６２は、まず、逆システムの伝達関数Ｇ（ｆ）を
逆フーリエ変換し、ｇ（ｔ）を求め、ＲＡＭ６６に記憶
する（ステップＳ６）。この操作は、初期設定モードに
おいて実行しておいてもよい。ここで上述のｇ（ｔ）は
、逆システムのインパルス応答（逆インパルス応答とい
う）と考えることができる。

ＲＡＭ６６上には、Ｎワード分の領域が入力バッファと
して確保されており、ＤＳＰ６２は、サンプリング間隔
（Δｔ）毎に目標波形ｒｅｆ（ｔ）をＡ／Ｄ変換器２を
介して採取し、入力バッファの先頭番地に格納する（ス
テップＳｔ）。

次に、ＤＳＰ６２はドライブデータの算出を行う（ステ
ップＳｓ）。ドライブ波形ｄｒｉｖｅ（ｔ）は、下式％
式％ ここで、記号”＊”は、コンボリューション演算（Ｃｏ
ｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）を表わすものである。すなわち、
インパルス応答ｇ（ｔ）のシステムに、波形ｒｅｆ（ｔ
）を入力した場合、その出力ｄｒｉｖｅ（ｔ）のある時
点の値は、波形ｒｅｆ（ｔ）の各時点の値に対するイン
パルス応答群を合成したものとして表わされる。ところ
で、我々は、離散データを扱うものであるから、（２）
式は、 ｄｒｉｖｅ［ｉ］＝Σ　ｇ［ｋｌｒｅｆ［ｉ−ｋｌ　　
＝　　（３）ｋ欅ゴに として表わされる。また、逆インパルス応答ｇ［ｋｌは
、有限長Ｎの長さとするので、これを考慮すると、（３
）式は、 ｄｒｔｖｅ［Ｌコニ　Σ　　　ｇ［ｋコｒｅｆ［ｉ−に
コ　・−−・−−（４）除ト１ として表わされる。

（４）式を計算するためのＮ個のデータｒｅｆ［１−（
Ｎ／２）］　〜ｒｅｆ［ｉ＋（Ｎ／２）−１１は、入力
バッファに記憶されており、（４）式に基づいてｄｒｉ
ｖｅ［ｉ］のデータを得る。

（４）式の演算を行いながら、又は完了後に、入力バッ
ファ上のＮ個のデータを、後方に向かって１番地分シフ
トする。この結果、入力バッファの先頭は、次の目標波
形データ格納のために空けられる（ステップＳｓ）。

ｄｒｉｖｅ［ｉコのデータが得られると、ＤＳＰ６２は
これをＤ／Ａ変換器８に出力する（ステップＳＯ）。

Ｄ／Ａ変換器８は、これをアナログ信号に変換して、振
動発生器３０に与える。

次に、ステップＳ７に戻って、上記の操作を繰り返す。

これにより、供試体３２には、次々に入力される目標波
形と同じ振動が、リアルタイムに与えられる。

第６図に被制御系１０の伝達関数Ｈ（ｆ）の−例を、第
７図にそのインパルス応答を示す。第８図に、伝達関数
Ｈ（ｆ）の逆数Ｇ（ｆ）を、第９図にそのインパルス応
答（すなわち、逆インパルス応答）を示す。

第１０図は、目標波形ｒｅｆ　（ｔ）の−例であり、こ
こでは、観察の容易性を考慮して有限長波形の例を示し
た。第１１図は、本発明の装置によって算出されたドラ
イブ波形ｄｒｉｖｅ（ｔ）である。このドライブ波形を
与えた結果、供試体３２の加速度計３４から得られた振
動波形を第１２図に示す。第１２図と第１０図を比べる
と明らかなように、供試体３２はほぼ目標波形に等しい
振動を行っている。

さらに、第１０図の目標波形と、第１２図の応答波形と
が比較され、逆インパルス応答ｇ（ｔ）が修正される。

修正された逆インパルス応答は、次のフレームにおける
ドライブ信号の演算に反映され、目標波形と応答波形と
の一致性が高められる。

−実動作モード （閉ループ制御実現のための工夫）− ところで、上記の逆インパルス応答ｇ（ｔ）の修正を行
う場合において、途中で制御特性が急に変わると、ドラ
イブ波形が不連続となり、したがって応答波形が滑らか
に連続しないという問題を生じる。すなわち、不必要な
成分が供試体３２に与えられてしまう結果を招く。

例えば、被制御系の伝達特性が、第１３図Ａに示すもの
から第１３図Ｂに示すものへと変化し、この変化に対応
して制御特性が修正された場合には、第１４図ＡのＸま
たは第１４図ＢのＹに示すような、不連続点を生じる（
第１４図Ａ、Ｂの違いはｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ実行法
の違いによる）。

これを解決するためには、窓操作によってデータの処理
を所定時間分ひとまとめにして行い、得られた結果を重
ね合わせるという手法をとるとよい。このような操作を
含めたフローチャートを第１５図に示し、その各処理段
階におけるデータを第１６図に図示する。

まず、ステップＳ、。、Ｓ２．において、第１６図Ａに
示す目標波形を、１フレ一ム分ＲＡＭ６６に取り込み記
憶しておく。次に、この１フレ一ム分の目標波形ｒｅｆ
（ｔ）に対して、窓関数を掛ける（ステップＳｓ’）。

本処理に使用する窓関数の一般形については後に詳述す
るが、この実施例においては、ハニングウインドウ（Ｈ
ａｎｎｉｎｇ　ｗｉｎｄｏｗ）と呼ばれる関数ｗ（ｔ）
を用いた。すなわち、 ｗ（ｔ）＝０．５＋０．５ｃｏｓωｔ、　　ｔ≦０≦Ｔ
ω：２π／Ｔ である。

１フレームの目標波形に窓操作を行うと、その包絡線は
第１６図Ｂの■のようになる。次に、この窓操作の施さ
れた目標波形と逆インパルス応答とから、部分ドライブ
波形（窓関数で切り出された目標波形の一部に対応する
ドライブ波形であるのでこのように呼ぶ）を求める（ス
テップＳｔｓ〜５ｅｅ）。この部分ドライブ波形の包絡
線を模式的に示したのが、第１６図Ｃである。

次に、部分ドライブ波形の重ね合わせを行う（ステップ
５ｚｓ）。今は、演算の最初のループなので、実質上重
ね合わせは行われない。

その後、ステップＳ３゜において、１／２Ｔ時間分の完
成データを出力バッファ（ＲＡＭ６６の一領域）に出力
する（第１６図りのクロスハツチ部参照）。

ここで、Ｔは１フレームの時間である。

出力バッファに記憶された１／２Ｔ時間分の完成ドライ
ブ波形は、Ｄ／Ａ変換器８を介して、振動発生器３０に
与えられる（ステップＳ、、）。

次に、このドライブ波形による応答波形を、ＲＡ、Ｍ６
６に取り込む（ステップＳｓ　ｉ）。ここで、ステップ
５ｔＪ１で記憶しておいた目標波形（遅延目標波形）と
、応答波形とを比較し、補正係数の演算、逆インパルス
応答ｇ［：ｉ］の修正を行う。この実施例においては、
第３図Ｂに示すように、遅延目標波形をＤ／Ａ変換器１
４を介して取り出すようにしている。したがって、Ｄ／
Ａ変換器１４の出力に波形観測装置を接続することによ
り、応答波形と目標波形との一致性を容易に確認するこ
とができる。

その後、ステップＳ２゜に戻って、同様の処理を行う。

ステップＳ！。において取り込む目標波形は、１／２Ｔ
から３／２Ｔまでのデータである。したがって、窓操作
を行った後の包絡線は、第１６図Ｂの■のようになる。

また、これに基づいて算出された部分ドライブ波形の包
路線は、第１６図りの■のようになる。ステップ５ｔ１
１の重ね合わせにおいて、部分ドライブ波形が重ね合わ
され、第１６図Ｅのようになる。さらに、ステップＳ、
。においで、完成データ（第１６図Ｅのクロスハツチ部
）が、出力バッファに出力される。

以上のような操作を繰り返してゆき（第１６図Ｅ〜■）
、連続的にドライブ波形が得られる。ここで、リアルタ
イム性を得るためには、ステップＳ２、〜Ｓ２．の演算
をＴ／２時間内に行わねばならない。

次に、窓操作によって切り出された目標波形に対応する
部分ドライブ波形を算出する方法について説明する。部
分ドライブ波形は、窓関数を掛けられた長さＮの目標波
形データｒｅｆ［ｉ］と、逆インパルス応答ｇ［ｉ］と
をコンボリューションすることによって得られる。従っ
て、（４）式の演算を長さＮのｒｅｆ［Ｄデータ毎に行
えばよい。

ところで、（４）式のコンボリューション演算は、演算
回数が多く、演算に時間を要する。一方、時間領域にお
けるコンボリューション演算は、周波数領域においては
、単なる乗算となることが知られている。そこで、（４
）式の演算を、周波数領域において行ってもよい。これ
は、特にＮの数が大きい場合に有利である。また、本方
法においては、窓操作の介入にようで、目標波形が長さ
Ｎ単位で切り出されてくるのであるから、周波数領域へ
の変換を行うＦＦＴアルゴリズムとの結合に好都合であ
る。

そこで、この場合の演算手順を以下に述べる（第１５図
のステップＳ、〜Ｓ［に対応）。まず、Ｎ個のデータか
らなる逆インパルス応答ｇ［ｉｌに、Ｎ個のゼロを付は
加え（ゼロフィル、ｚｅｒｏｓ−ｆｉｌｌという）、２
Ｎ個のデータからなる逆インパルス応答ｇ’［ｉｌを作
る。次に、逆インパルス応答ｇ’［ｉ］フーリエ変換し
、Ｇ’［ｋ］を求める。同様に、Ｎ個のデータからなる
目標波形ｒｅｆ［ｉｌに、ゼロフィルを施した後、フー
リエ変換し、ＲＥＦ’［ｋ］を求める。

次に、下式によりドライブ信号のスペクトルＤＲＩＶＥ
’［ｋコを求める。

ＤＲＩＶＥ’［ｋ］＝Ｇ’［ｋ］・ＲＥＦ’［ｋ］　−
−−−・−−−（５）その後、これを逆フーリエ変換す
れば、２Ｎ個のデータからなる部分ドライブ信号ｄｒｉ
ｖｅ’［ｉｌが得られる。

上記実施例によれば、第１３図Ａから第１３図Ｂへ被制
御系の伝達特性が変化しても、第１４図Ｃに示すように
、不連続点が生じない。このため、実動作モード運転中
において、信号の不連続という悪影響を排除しつつ、制
御特性ｇ（ｔ）を逐次修正することが可能となり、より
高精度の制御性能、あるいは被制御系の特性変化への追
従性等が達成できる。すなわち、本工夫により、完成度
の高い閉ループ制御によるリアルタイム波形制御が実現
できる。

なお、目標波形の記憶（ステップ５ｚｘ）　、応答波形
の取り込み（ステップＳ。）、補正係数の演算（ステッ
プＳ■）および逆インパルス応答ｇ［ｉｌの修正（ステ
ップ５ｅｔ）は、毎ループごとに行ってもよいが、数ル
ープに一回だけ行うようにしてもよい。

上述の実施例においては、目標波形はアナログ信号とし
て与えられたが、ディジタル信号で与えられてもよい。

また、初期設定モードにおいて、インパルスを被制御系
に与え、インパルス応答を伝達特性として求めるように
してもよい。

さらに、上記実施例では、ＤＳＰ６２によって各機能を
達成しているが、ロジック回路のみによって構成しても
よい。

第１７図に、このシステムの演算関連図を周波数領域に
おいて示す。被制御系１００は、Ｈ（ｆ）の伝達関数を
有する。目標スペクトルＲＥＦ　（ｆ）と、Ｈ（ｆ）の
逆数Ｇ　（ｆ）とにより、ドライブスペクトルＤＲＩＶ
Ｅ　（ｆ）が演算される（１０２参照）。このドライブ
スペクトルＤＲＩＶＥ（ｆ）が被制御系に与えられ、応
答スペクトルＲＥＳＰ　（”　（ｆ）が得られる。この
応答スペクトルＲＥＳＰ　（”　（ｆ）は、保持されて
いた（ｄｅｉａｙｅｄ）目標スペクトルＲＥＦ　（”　
（ｆ）と比較され、その差異が修正係数Ｋ　［”　（ｆ
）として求められる（１０４参照）。前回の伝達関数の
逆数に　（ｋ）　（ｆ）にこの修正係数ＫＬｋ’（ｆ）
を乗じて、新たなＧ（ｋ＋１）　（ｆ）を求める（１０
６参照）。

次の目標スペクトルＲＥＦ　（””　（ｆ）に関しては
、このＱ　（ｋ＋１３　（ｆ）に基づいて、ドライブス
ペクトルＤＲＩＶＥ　（ｋ＋１）　（ｆ）が求められる
。

また、上記実施例では、Ｔ／２づつのオーバラップとし
たが、オーバラップ領域長しは、ＯＷしくＴの範囲から
任意に選択することができる。オーバラップ領域長しが
Ｏに近付くほど、演算速度要求は緩和される。例えば、
第１８図に示すように、Ｌ＝Ｔ／４とすれば、Ｌ＝Ｔ／
２の場合に比べ、速度要求は２／３で済むことになる。

この場合、両端のＴ／４でＨａｎｎｉｎｇ窓等を用い、
真中のＴ／２は矩形の窓を用いる必要が有る。

−窓操作に用いる窓関数− 次に、窓操作に用いる窓関数について検討する。

まず、オーバラップ長Ｌ＝Ｔ／２の場合について考える
。ここで、窓関数というのは、連続波形の一部分を有限
長波形として切出すために用いる関数であって、長さＴ
の部分においてのみゼロでない大きさをもつ関数である
。矩形窓、Ｈａｎｎｉｎｇ窓等がよく知られている。

この窓関数を用いて、無限長の目標波形から長さＴの波
形を切出し、上述した部分ドライブ波形の生成と重ね合
わせの処理を行い、続いて前回の切出し開始位置からＴ
／２後方の点を新たな切出し開始位置として、同様の処
理を続ける。すなわち、このようにして、本来連続信号
である目標波形を等価な有限長波形群に分解して処理を
行う。

このとき、分解された有限長波形が互いにオーバラップ
（この例の場合Ｔ／２）するようにしておく。

ところで、上述のごとき分解を行うためには、使用する
窓関数には制限がある。すなわち、切出された波形を重
ね合わせたときに、もとの連続波形が再現されねばなら
ぬのであって、窓関数はこの等価な分解を成立させる性
質をもったものでなければならない。

窓関数がこの性質をもつための条件を調べると、下記の
ようである。

窓関数の一般形を ｗ（ｔ）＝ａ、＋Σ（ａ、ｃｏｓｃｔ＋　ｈｔ＋ｂｈｓ
ｉｎω、ｔ）、Ｏ≦ｔ≦Ｔω１＝２π／Ｔ ωに＝にω１　　、に＝１．２．・・・・・・、Ｒとす
るとき、自然数ｎに対し、 ｋ＝２ｎのとき、ａｋ、ｂｋが実質的にゼロであること
、・・・・　（条件工） すなわち、偶数次成分をもたぬ関数であることが必要で
ある。

上記は、オーバラップ長りがＴ／２の場合であるので、
上記条件を任意のオーバラップ長に一般化してみる。第
１８図のＬ＝Ｔ／４の場合から明らかなように、オーバ
ラップ領域において窓関数を用い、オーバラップしない
領域では原信号をそのまま取り出せばよい。

したがって、オーバラップ領域において用いる窓関数の
満たすべき条件は、条件Ｉを一般化して、ω、＝π／Ｌ ωに＝にω、　　、　　ｋ＝１．２．・・・・・・、Ｒ
とするとき、自然数ｎに対し、 ｋ＝２ｎのとき、ａｋ、ｂｋが実質的にゼロであること
、・・・・　（条件Ｉ′） なる条件を満たす窓関数の右または左半分を用いればよ
い。

一振動試験以外への応用− この発明に係るリアルタイム波形制御装置は、上記実施
例の他、種々の被制御系に適用することができる。例え
ば、被制御系が、位置決め用アクチュエータおよび位置
検出センサ（又は速度センサ）から構成される場°合に
も適用できる。ロボット等に用いられるアクチュエータ
制御において、慣性等により、入力した制御波形と等し
い動作をさせることは困難である。しかし、この発明に
よる波形制御装置を用いれば、目標とする波形どおりに
かつリアルタイムに制御を行うことができる。

アクチュエータとしてステッピングモータまたはディジ
タルサーボモータを用いる場合には、Ｄ／Ａ変換器８°
のかわりに、専用Ｉ／Ｆを用いればよい。

また、位置検出センサ又は速度センサがディジタル信号
を出力する場合には、Ａ／Ｄ変換器１６、Ａ／Ｄ変換器
２を省略することができる。

被制御系が、スピーカ、空間、マイクロホンによって構
成される場合にも適用することができる。

この場合には、音圧波形を、目標波形どおりにリアルタ
イムに制御することができる。

被制御系が、容器、容器の一部を出入するピストンをも
ったアクチュエータ、容器を満たす流体（気体、液体等
）、圧力センサによって構成される場合にも適用するこ
とができる。例えば、ゴムホース内の圧力を変えて、そ
の耐圧テストを行う場合がこれに該当する。この場合に
は、被制御系の共振周波数を超える圧力振動により、テ
ストを行うことが可能となる。

すなわち、本発明は、電気機械変換器を入力部とし、物
理量のセンサを出力部とする１入力１出力系に対して、
その出力波形をリアルタイムで制御することを可能とす
るものであり、変換器およびセンサの種類を問わず適用
可能である。

［発明の効果］ この発明に係る波形制御装置は、連続して入力される目
標信号をその制御特性によって変化させて被制御系に与
えるようにしており、目標信号と応答信号とを比較して
、その差異に基づいて、制御特性を補正するようにして
いる。したがって、被制御系からの応答出力は、目標信
号波形と等しいものとなる。すなわち、連続して入力さ
れる目標波形に応じてリアルタイムに被制御系を制御す
ることができる。

また、請求項７のものにおいては、目標信号に窓操作を
施した後、ドライブ信号を演算し、重ね合わせるように
している。この結果、制御特性を補正した場合に、ドラ
イブ信号が不連続となることがなく、閉ループによるリ
アルタイム波形制御が可能となる。

請求項８の波形制御装置は、応答出力信号を出力する応
答信号出力端子と、応答出力信号に対応させて目標信号
を出力する遅延目標信号出力端子を備えている。したが
って、応答出力信号と目標信号との一致性を容易に確認
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による波形制御装置の全体構成を示す
図、第２図Ａは請求項４のドライブ信号演算手段の構成
を示す図、第２図Ｂは請求項５のドライブ信号演算手段
の構成を示す図、第２図０１第２図りは窓操作手段２１
および重ね合わせ手段２７を付加した場合のブロック図
、第３図Ａはこの発明の一実施例による波形制御装置の
ハードウェア構成を示すブロック図、第３図ＢはＤＳＰ
ボード３６の詳細を示す図、第４図は第３図Ａの装置の
初期設定動作を示すフローチャート、第５図は第３図Ａ
の装置の実動作モード（基本動作）を示すフローチャー
ト、第６図Ａ、Ｂは被制御系の伝達関数の一例を示すグ
ラフ、第７図は第６図に対応するインパルス応答を示す
グラフ、第８図Ａ、Ｂは伝達関数の逆数を示すグラフ、
第９図は第８図に対応するインパルス応答を示すグラフ
、第１０図は目標波形としての有限長波形を示すグラフ
、第１１図はドライブ波形を示すグラフ、第１２図は応
答波形を示すグラフ、第１３図Ａ、Ｂは制御特性を示す
図、第１４図Ａ、Ｂ、Ｃはドライブ波形を示す図、第１
５図は第３図Ａの装置の実動作モード（閉ループ制御）
を示すフローチャート、第１６図はその処理手順を示す
図、第１７図はシステムの演算関係を示す図、第１８図
はＬ＝Ｔ／４の場合における窓関数のオーバラップ状態
を示す図である。 ６・・・ドライブ信号演算手段 １２・・・制御特性記憶手段 １４・・・初期設定信号出力手段 １８・・・制御特性演算手段 ２０・・・伝達特性演算手段 ２１・・・窓操作手段 ２２・・・フーリエ変換手段 ２４・・・乗算手段 ２６・・・逆フーリエ変換手段 ２７・・・重ね合わせ手段 ２８・・・コンボリューション演算手段く 第 図 の 第 図 く Ｏコ 第１８ 図 孔 ３′ＴＡ ■ ω

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）被制御系から出力される信号の波形が入力された
   目標信号波形とほぼ等しくなるように被制御系に信号を
   与える装置であって、 制御特性を記憶する制御特性記憶手段、 入力された目標信号と、制御特性記憶手段に記憶されて
   いる制御特性とに基づき、ドライブ信号をリアルタイム
   性の保証のために必要とされる時間内に演算し、被制御
   系に与えるドライブ信号演算手段、 入力された目標信号を記憶する目標信号記憶手段、 目標信号記憶手段に記憶されている目標信号と、この目
   標信号に対応する被制御系からの応答出力とを比較し、
   補正係数を演算する補正係数演算手段、 補正係数演算手段からの補正係数に基づき、制御特性記
   憶手段に記憶されている制御特性を補正する制御特性補
   正手段、 を備えたことを特徴とする波形制御装置。
2. （２）請求項１の波形制御装置において、 前記制御特性は被制御系の伝達関数の逆数であることを
   特徴とするもの。
3. （３）請求項１の波形制御装置において、 前記制御特性は被制御系の伝達関数の逆数を逆フーリエ
   変換して得られた逆インパルス応答又はこれに相当する
   量であることを特徴とするもの。
4. （４）請求項２の波形制御装置において、 ドライブ信号演算手段は、 目標信号入力バッファに一時的に記憶されている目標信
   号をフーリエ変換して、複素フーリエスペクトルを求め
   るフーリエ変換手段、 目標信号の複素フーリエスペクトルと伝達関数の逆数と
   を、対応する周波数成分ごとに乗算して、ドライブスペ
   クトルを演算する乗算手段、 ドライブスペクトルを逆フーリエ変換してドライブ信号
   を出力する逆フーリエ変換手段、を備えていることを特
   徴とするもの。
5. （５）請求項３の波形制御装置において、 ドライブ信号演算手段は、目標信号と逆インパルス応答
   のコンボリューション演算を行ってドライブ信号を出力
   する手段を備えたものであることを特徴とするもの。
6. （６）請求項１、２、３、４、または５のものにおいて
   、 被制御系が、 供試体、 ドライブ信号を受けて供試体に振動を与える振動発生器
   、 供試体の振動を検出する振動検出器、 を有する場合に、 供試体に対し目標信号にほぼ等しい振動を与えることを
   目的とするもの。
7. （７）請求項１の波形制御装置において、 目標信号を１フレームごとに取り込み、窓操作を行った
   後、ドライブ信号演算手段に与える窓操作手段、 ドライブ信号演算手段からの出力を重ね合わせる重ね合
   わせ手段、 を備えたことを特徴とするもの。
8. （８）請求項１の波形制御装置において、 応答出力信号を出力する応答信号出力端子、目標信号記
   憶手段に記憶されている目標信号を、応答信号出力端子
   から出力される応答出力信号に対応させて出力する遅延
   目標信号出力端子、を備えたもの。
9. （９）与えられた目標信号と制御特性とに基づいて演算
   したドライブ信号を被制御系に与えるリアルタイム波形
   制御方法であって、 目標信号とこれに対応する被制御系の応答出力とを比較
   して補正係数を演算し、この補正係数により前記制御特
   性を補正するようにしたことを特徴とするリアルタイム
   波形制御方法。