JPH02287805A - 波形制御装置および方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は振動制御等に用いる波形制御装置および方法
に関するものである。特に、目的とする信号波形に被制
御系の応答出力波形が一致するよう、被制御系にドライ
ブ信号を与える技術に関するものである。

［従来の技術］ 供試体の振動を制御して、目標とする振動を与える装置
が開発されている（例えば上野和泉「ランダム振動制御
器５Ｘ−２０００Ｊ日本工業出版、計測技術、第１５巻
、第３号、７５頁〜７９頁）。いわゆるランダム振動制
御装置と呼ばれるものである。

ランダム振動制御装置によって振動発生器を制御し、目
標とする振動を供試体に与え、供試体の耐振動性をチエ
ツクするために用いられている。

現実の稼動環境や輸送環境に置かれた機器（供試体）に
加わる振動は、一般に不規則な波形をしている。そこで
、このランダム振動制御装置においては、現実に加わる
不規則波形のパワースペクトル密度を算出し、このパワ
ースペクトル密度を有する波形を機器に加えるようにし
ている。

ここで考慮すべきことは、振動発生器自体も、周波数応
答特性を有するということである。したがって、単に、
目標スペクトルを有する振動波形を振動発生器に与える
だけでは、目標とするスペクトルを有する振動を機器に
与えることはできない。そこで、振動発生器の周波数応
答特性を考慮した上で、目標スペクトルを補正し、これ
をドライブスペクトルとしてもつ波形を合成し、振動発
生器に与えている。

一方、現実に加わる不規則な波形を波形そのものとして
正確に再現する試みもなされている（例えば、白木万博
他「大形三次元６自由度地震振動台の開発」三菱重工技
報Ｖｏ１．２０．　Ｎｏ、６　（１９８３−１１）Ｐ１
１６−１２２）。この機器は、ｉ）有限長の目標波形全
体を取り込み、ｉｉ）制御演算を行い、１ｉｉ）応答出
力を取り込み、ｉｖ）応答出力波形と目標波形との比較
を行うものである。ｉｖ）での比較結果に基づき、１１
）において、次回のドライブ出力波形の修正がなされる
。したがって、１ｉ）ｉｉｉ）ｉｖ）のプロセスを繰り
返すことにより、応答出力を目標波形に近づけることが
できる（バッチ処理型と呼ぶ）。

［発明が解決しようとする課題］ 最初に掲げたランダム振動制御装置は、目標パワースペ
クトルを再現するものであるため、試験規格を定め易い
という利点がある。しかしながら、あくまでも目標パワ
ースペクトルを再現するものであり、現実の振動を完全
に再現するものではない。したがって、自動車等での輸
送中に機器に加わる振動をシミュレ−１−Ｌようとする
場合、例えば道路の継ぎ目等で生じる突出性の振動波形
を再現することはできない。

一方、二番目に掲げたバッチ処理型の装置は、現実の振
動をほぼ完全に再現できる。この装置は、−旦、目標波
形をサンプリングしてから制御演算を繰り返し、応答波
形を目標波形に一致させるようにしている。したがって
、サンプリングした目標波形を記憶しておく必要がある
ため、目標波形が有限の長さでなければならない。した
がって、目標波形が、次々と連続して与えられるような
場合には、用いることができない。

また、目標波形が有限であっても、目標波形の周波数が
高い場合や、継続時間が長い場合には、記憶装置の容量
制限のため目標波形を記憶できなくなってしまう。

このような問題から、この装置は、継続時間は長いが周
波数の低い地震波の再現、周波数は高いが継続時間の短
いショック波の再現に主として用いられており、連続的
振動を与える試験には用いられていない。

この発明は上記のような課題を解決して、与えられた目
標波形をリアルタイムで再現できる装置および方法を提
供することを目的とする。

また、」−記の第二の装置においては、必要な目標波形
を与えなければならない。目標波形は、般に実測によっ
て採取される。ところが、試験の内容によっては、目標
波形が与えられない場合がある。例えば、仮想的な試験
であり、目標波形の実測採取が困難な場合等である。こ
のような場合に、従来の装置では、試験を行うことがで
きなかった。

この発明は、上記のような課題を解決して、修飾を施し
た仮想的な特性により試験を行うことのできる装置を提
供することも目的とする。

［課題を解決するための手段］ 請求項１に係るリアルタイム波形制御装置の全体構成を
第１図Ａに示す。この装置は、Ａ／Ｄ変換手段２、目標
信号記憶手段４、ドライブ信号演算手段６、Ｄ／Ａ変換
手段８、制御特性記憶手段１２、修飾係数記憶手段１７
、制御特性補正・修飾手段１９、補正係数演算手段２ｏ
を備えている。なお、Ａ／Ｄ変換手段２．１６、Ｄ／Ａ
変換手段８は、必須の構成要素ではない。また、被制御
系１ｏは、例えば、供試体に振動を与える振動発生装置
、供試体の振動を測定する加速度計等からなる。

請求項２に係るリアルタイム波形制御装置の全体構成図
を第１図Ｂに示す。この装置は、Ａ／Ｄ変換手段２、ド
ライブ信号演算手段６、Ｄ／Ａ変換手段８、制御特性記
憶手段１２、修飾係数記憶手段１７、制御特性補正・修
飾手段１９を備えている。

請求項３に係るリアルタイム波形制御装置の全体構成を
第２図へに示す。この装置は、Ａ／Ｄ変換手段２、修飾
係数記憶手段１７、目標信号修飾手段３、修飾目標信号
記憶手段５、ドライブ信号演算手段６、Ｄ／Ａ変換手段
８、制御特性記憶手段１２、制御特性補正手段１８、補
正係数演算手段２ｏを備えている。なお、第１図Ａ同様
、Ａ／Ｄ変換手段２，１６、Ｄ／Ａ変換手段８は、必須
の構成要素ではない。また、被制御系１ｏは、例えば、
供試体に振動を与える振動発生装置、供試体の振動を測
定する加速度計等からなる。

請求項４および５に係るリアルタイム波形制御装置の全
体構成を第２図Ｂに示す。この装置は、Ａ／Ｄ変換手段
２、修飾係数記憶手段１７、目標信号修飾手段３、ドラ
イブ信号演算手段６、Ｄ／Ａ変換手段８、制御特性記憶
手段１２、制御特性補正手段１８を備えている。なお、
請求項４のものにおいては、修飾係数記憶手段１７、目
標信号修飾手段３は必須ではない。

第３図Ａに、請求項８のドライブ信号演算手段６を示す
。この演算手段６は、フーリエ変換手段２２、乗算手段
２４、逆フーリエ変換手段２６を備えている。

第３図Ｂに、請求項９のドライブ信号演算手段６を示す
。この演算手段６は、コンボリューション演算手段２８
を備えている。

第３図０１第３図りに、請求項１１におりる窓操作手段
２１、重ね合わせ手段２７を伺加したものを示す。

請求項１４のリアルタイム波形制御方法は、被制御系の
応答出力に基づいて制御特性を補正するとともに修飾係
数に基づいて制御特性を修飾するようにしたことを特徴
としている。

請求項１５のリアルタイム波形制御方法は、目標信号を
修飾係数により修飾してこれを目標信号とし、被制御系
の応答出力に基づいて前記制御特性を補正するようにし
たことを特徴としている。

［作用］ 第１図Ａを参照して、請求項１の装置の動作を説明する
。

制御特性記憶手段１２には、被制御系１０の有する伝達
特性と逆の特性をもつ制御特性が記憶されている。目標
とするアナログ信号が入力され、Ａ／Ｄ変換手段２によ
って、ディジタル信号に変換される。このディジタル信
号は、目標信号記憶手段４に記憶されるとともに、ドラ
イブ信号演算手段６に与えられる。ドライブ信号演算手
段６は、Ａｌ１− ／Ｄ変換手段２からの目標ディジタル信号を、記憶手段
１２からの制御特性に基づいて変化させ、Ｄ／Ａ変換手
段８に勾える。Ｄ／Ａ変換手段８は、これをアナログ信
号として、被制御系１０に与える。

被制御系１０に与えられる信号は、目標信号を被制御系
１０の逆特性によって変化させたものである。

したがって、被制御系１０がらの出力は、目標信号とほ
ぼ等しくなる。

被制御系ｌＯからの応答出力は、Ａ／Ｄ変換手段１６に
よってディジタル信号に変換された後、補正係数演算手
段２０に与えられる。補正係数演算手段２０は、目標信
号記憶手段４に記憶されている目標信号と、その目標信
号に対応する被制御系１ｏがらの応答信号とを比較し、
その差異に基づき補正係数を演算する。

制御特性補正・修飾手段１９は、この補正係数および修
飾係数記憶手段１７に記憶されている修飾係数とに基づ
き、制御特性記憶手段１２に記憶されている制御特性を
補正・修飾する。

したがって、次の目標信号に対しては、この補正・修飾
された制御特性が用いられ、修飾係数を考慮した上で、
目標信号と応答信号の一致度が高められる。

第１図Ｂを参照して、請求項２の装置の動作を説明する
。

この装置においては、制御特性補正修飾手段１９は、ド
ライブ信号、応答信号および修飾係数に基づいて補正お
よび修飾操作を行う。

第２図Ａを参照して、請求項３の装置の動作を説明する
。この装置においては、目標信号は、目標信号修飾手段
３において修飾係数により修飾される。修飾された目標
信号が、ドライブ信号演算手段６に与えられるとともに
、修飾目標信号記憶手段５に記憶される。これにより、
被制御系１０からの出力は、修飾目標信号とほぼ等しく
なるように制御される。

第２図Ｂを参照して、請求項５の装置の動作を説明する
。この装置においては、ドライブ信号および応答信号に
基づき制御特性の補正が行われている。

制御特性として伝達関数の逆数を用いる場合には、ドラ
イブ信号演算手段６は、第３図Ａのような構成とするこ
とができる。入力された目標信号データは、フーリエ変
換手段２２において、複素スペクトルとなる。乗算手段
２４は、このスペクトルと伝達関数の逆数の、対応する
周波数成分同士を掛は合わせる。逆フーリエ変換手段２
６は、乗算結果を逆フーリエ変換し、ドライブ信号デー
タとして出力する。第３図Ａのような構成によれば、フ
ーリエ変換、逆フーリエ変換に時間を要するが、乗算と
いう単純な演算ですむため、全体としては迅速な処理が
可能である。

制御特性として逆インパルス応答を用いる場合には、ド
ライブ信号演算手段６は、第３図Ｂのような構成とする
ことができる。入力された目標信号データと逆インパル
ス応答に対し、演算手段２８によって、コンボリューシ
ョン演算が施され、ドライブ信号データが算出される。

第３図Ｂのような構成によれば、フーリエ変換、逆フー
リエ変換を行う必要がない。

また、第３図Ｃ１第３図りに示すように、目標信号デー
タに窓操作を施した後、ドライブ信号データを演算し、
重ね合わせれば、制御特性の変更によるドライブ信号の
不連続性をなくすことができる。

［実施例］ （１）ハードウェア 第４図Ａにこの発明の一実施例による波形制御装置のハ
ードウェア装置を示す。この図において、被制御系１０
は、振動発生器３０、供試体３２、加速度ピックアップ
３４から構成されている。ＣＰＵ３８は、メモリ４０の
プログラムに従い、パスライン５２を介して、各部を制
御する。ＣＲＴデイスプレィ等からなる表示装置４４は
、操作の指示や制御の結果を表示するものである。キー
ボード５０は指示を入力するためのものである。また、
メモリカード４８には、制御条件データ等が記憶されて
いる。ＤＳＰボード３６は、第４図Ｂに示すような構成
となっている。このボードは、バスＩ／Ｆ６０、ＤＳＰ
６２、ＲＯＭ６４、ＲＡＭ６６等から構成されている。

ＤＳＰ６２は、ディジタルシグナルプロセッザであり、
例えばテキサスインスツルメント社製ＴＭ３３２０Ｃ２
５を用いることができる。ＤＳＰ６２の詳細については
、そのユーザーズマニュアルを参照のこと。ＤＳＰ６２
は、ＲＯＭ６４に格納されたプログラムに従って、演算
を行う。

（２）基本動作の説明 この装置の動作を以下説明する。まず最初に、波形制御
装置としての基本的な動作から説明する。

（２，１）初期設定モード この装置においては、実動作を行う前に、制御特性の初
期値を求めておく必要がある。これを、初期設定モード
という。

初期設定モードの動作を第５図のフローチャー１・を参
照して説明する。ステップＳ、において、ＣＰＵ３８は
ＤＳＰボード３６に対し初期設定信号であるホワイトノ
イズ（平坦なスペクトルを有するノイズ）を出力するよ
うに指令する。これを受けてＤＳＰボード３６は、初期
設定用の信号をＤ／Ａ変換器８に出力する。この初期設
定用の信号はアナログ信号に変換され、振動発生器３０
に与えられる。

これにより、振動発生器３０が振動し、供試体３２に振
動が加えられる。供試体３２の振動は、加速度ピックア
ップ３４によって検出され、応答波形として取り出され
る。応答波形は、Ａ／Ｄ変換器１６によってディジタル
化され、再びＤＳＰボード３６に入力される。ＤＳＰ６
２は、これをＲＡＭ６６に保持した後、フーリエ変換を
行い、応答波形の複素スペクトルを求める（ステップＳ
２）。なお、このような演算を計算機上で実行するため
には、変換の離散化が必要であり、実際には離散フーリ
エ変換を行う。この際、演算速度の速い高速フーリエ変
換ＦＦＴアルゴリズムを用いるのが一般的である。

次に、このようにして演算したスペクトルと初期設定用
信号のスペクトルとを比較して、被制御系１０の伝達関
数Ｈ（ｆ）を求める（ステップＳＳ）。第２２図Ａの上
段に伝達関数Ｈ（ｆ）の位相スペクトル（ａｒｇ、　（
Ｈ（ｆ）））を、下段に伝達関数Ｈ（ｆ）の振幅スペク
トル（ｌ）ｌ（ｆ）ｌ）の−例を示す。

次に、ＤＳＰ６２は、制御特性として、伝達関数Ｈ（ｆ
）の逆数Ｇ（ｆ）を演算する（ステップＳ４）。すなわ
ち、 Ｇ（ｆ）＝１／Ｈ（ｆ）　　・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・　（１）を求める。

次に、ＤＳＰ６２は、このＧ（ｆ）をＲＡＭ６６に記憶
する（ステップＳ５）。

以上で初期設定が終了する。なお、ステップ８１〜Ｓ３
を繰り返し行い、伝達関数Ｈ（ｆ）をその平均値として
求めれば、より正確な伝達関数）（（ｆ）が得られる。

（２，２）実動作モード（基本動作） 次に、第６図を参照しつつ実動作モードの基本動作を説
明する。

ＤＳＰ６２は、ます、逆システムの伝達関数Ｇ（ｆ）を
逆フーリエ変換し、ｇ（ｔ）を求め、ＲＡＭ６６に記憶
する（ステップＳａ）。この操作は、初期設定モードに
おいて実行しておいてもよい。ここで上述のｇ（ｔ）は
、逆システムのインパルス応答（逆インパルス応答とい
う）と考えることができる。

ＲＡＭ６６上には、Ｎワード分の領域が入力バッファと
して確保されており、ＤＳＰ６２は、サンプリング間隔
（Δｔ）毎に目標波形ｒｅｆ（ｔ）をＡ／Ｄ変換器２を
介して採取し、入力バッファの先頭番地に格納する（ス
テップＳＶ）。

次に、ＤＳＰ６２はドライブデータの算出を行う（ステ
ップＳａ）。ドライブ波形ｄｒｉｖｅ（ｔ）は、下式％
式％ ここで、記号゛°＊”は、コンボリューション演算（Ｃ
ｏｎｖｏｌｕｔ　１ｏｎ）を表わすものである。すなわ
ち、インパルス応答ｇ（ｔ）のシステムに、波形ｒｅｆ
（ｔ）を入力した場合、その出力ｄｒｉｖｅ（ｔ）のあ
る時点の値は、波形ｒｅｆ（ｔ）の各時点の値に対する
インパルス応答群を合成したものとして表わされる。と
ころで、我々は、離散データを扱うものであるから、（
２）式は、 ｄｒｉｖｅ［ｉ］＝Σ　ｇ［ｋｌｒｅｆ［１−ｋｌ　　
”・・・（３）として表わされる。また、逆インパルス
応答ｇ［ｋｌは、有限長Ｎの長さとするので、これを考
慮すると、（３）式は、 として表わされる。

（４）式を計算するためのＮ個のデータｒｅｆ［１−（
Ｎ／２）］　〜ｒｅｆ［ｉ＋（Ｎ／２）−１１は、入力
バッファに記憶されており、（４）式に基づいてｄｒｉ
ｖｅ［ｉｌのデータを得る。

（４）式の演算を行いながら、又は完了後に、入力バッ
ファ上のＮ個のデータを、後方に向かって１番地分シフ
トする。この結果、入力バッファの先頭は、次の目標波
形データ格納のために空けられる（ステップＳＳ）。

ｄｒｉｖｅ［ｉｌのデータが得られると、ＤＳＰ６２は
これをＤ／Ａ変換器８に出力する（ステップＳ９）。

Ｄ／Ａ変換器８は、これをアナログ信号に変換して、振
動発生器３０に与える。

次に、ステップＳ７に戻って、上記の操作を繰り返す。

これにより、供試体３２には、次々に入力される目標波
形と同じ振動が、リアルタイムに与えられる。

第２２図Ａに被制御系１０の伝達関数Ｈ（ｆ）の−例を
、第２２図Ｃにそのインパルス応答を示す。第２２図Ｂ
に、伝達関数Ｈ（ｆ）の逆数Ｇ（ｆ）を、第２２図りに
そのインパルス応答（すなわち、逆インパルス応答）を
示す。

第２２図Ｆの（ａ）は、目標波形ｒｅｆ（ｔ）の−例で
あり、ここでは、観察の容易性を考慮して２００Ｈｚの
三角波をＦＭ変調したものを用いている。第２２図Ｆの
（Ｃ）は、この装置によって算出されたドライブ波形ｄ
ｒｉｖｅ（ｔ）である。このドライブ波形を与えた結果
、供試体３２の加速度計３４から得られた振動波形を第
２２図Ｆの（ｂ）に示す。第２２図Ｆの（ｂ）と第２２
図Ｆの（ａ）を比べると明らかなように、供試体３２は
ほぼ目標波形に等しい振動を行っている。

（３）制御特性の補正 （３，１）補正の必要性と基本動作 ところで、初期設定モードにおいて演算した伝達関数Ｈ
（ｆ）は、常に完全なものであるとはいえない。なぜな
ら、第一に、Ｈ（ｆ）のデータには測定誤差が含まれる
ことが一般であり、また第二に、被制御系の伝達特性は
経時変化しうるちのであり、制御系はこの変化に追随し
て制御を行いうる性能を持たねばならないからである。

そこで、伝達関数すなわちこれに基づいて得られた制御
特性（逆インパルス応答ｇ（ｔ））を補正する必要があ
る。

補正には、２通りの方式がある。第一の方式は、応答波
形データと目標波形データとを比較し、その比較結果に
基づいて制御特性を補正する方式である。第二の方式は
、伝達関数に着目する方式である。すなわち、各ループ
ごとに、ドライブ波形と応答波形とに基づいて伝達関数
を求め、この伝達関数を平均して制御特性を補正する方
式である。

これらの補正は、次のフレームにおけるドライブ信号の
演算に反映され、目標波形と応答波形との一致性が高め
られる。

（３，２）窓操作（閉ループ制御実現のための工夫） ところで、上記の逆インパルス応答ｇ（ｔ）の修正を行
う場合において、途中で逆インパルス応答ｇ（１）が急
に変わると、ドライブ波形が不連続となる。このため、
応答波形が滑らかに連続しないという問題を生じる。す
なわち、不必要な成分が供試体３２に与えられてしまう
結果を招く。

例えば、被制御系の伝達特性が、第７図Ａに示すものか
ら第７図Ｂに示すものへと変化し、この変化に対応して
制御特性が修正された場合には、第８図ＡのＸまたは第
８図ＢのＹに示すような、不連続点を生じる（第８図Ａ
、Ｈの違いはｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ実行法の違いによ
る）。

（３，２，１）目標波形に対する窓操作これを解決する
ためには、窓操作によってデータの処理を所定時間分ひ
とまとめにして行い、得られた結果をオーバラップさせ
ながら重ね合わせるという手法をとるとよい。このよう
な操作を含めたフローチャートを第９図に示し、その各
処理段階におけるデータを第１０図に図示する。

まず、ステップＳ２゜１Ｓ２．において、第１０図Ａに
示す目標波形を、１フレーム分ＲＡＭ６６に取り込み記
憶しておく。次に、この１フレーム分の目標波形ｒｅｆ
（ｔ）に対して、窓関数を掛ける（ステップＳ２□）。

本処理に使用する窓関数の一般形については後に詳述す
るが、この実施例においては、ハニングウインドウ（Ｈ
ａｎｎｉｎｇ　ｗｉｎｄｏｗ）と呼ばれる関数ｗ（ｔ）
を用いた。すなわち、 ｗ（ｔ）＝０．５＋０．５ｃｏｓｃ＋、＋ｔ　　ｔ≦０
≦Ｔω＝２π／Ｔ である。

１フレームの目標波形に窓操作を行うと、その包絡線は
第１０図Ｂの■のようになる。次に、この窓操作の施さ
れた目標波形と逆インパルス応答とから、部分ドライブ
波形（窓関数で切り出された目標波形の一部に対応する
ドライブ波形であるのでこのように呼ぶ）を求める（ス
テップ３２８〜５２８）。

この部分ドライブ波形の包絡線を模式的に示したのが、
第１０図Ｃである。

次に、部分ドライブ波形の重ね合わせを行う（ステップ
Ｓ２．）。今は、演算の最初のループなので、実質」−
重ね合わせは行われない。

その後、ステップＳＢＯにおいて、１／２Ｔ時間分の完
成データを出力バッファ（ＲＡＭ６６の一領域）に出力
する（第１０図りのクロス／Ｓ・ソチ部参照）。

ここで、Ｔは１フレームの時間である。

出ツｊバッファに記憶された１／２Ｔ時間分の完成ドラ
イブ波形は、Ｄ／Ａ変換器８を介して、振動発生器３０
に与えられる（ステップＳ３．）。

次に、このドライブ波形による応答波形を、ＲＡＭ６６
に取り込む（ステップ５３２）。ここで、ドライブ波形
と応答波形とに基づき伝達関数を演算し、逆インパルス
応答ｇ［ｉｌの修正を行う（修正の詳細については後述
する）。この実施例においては、第４図Ｂに示すように
、ステップＳ２１で記憶しておいた目標波形（遅延目標
波形）をＤ／Ａ変換器１４を介して取り出すようにして
いる。したがって、Ｄ／Ａ変換器１４の出力に波形観測
装置を接続することにより、応答波形と目標波形との一
致性を容易に確認することができる。

その後、ステップＳｌｌに戻って、同様の処理を行う。

ステップＳ２０において取り込む目標波形は、１／２Ｔ
から３／２Ｔまでのデータである。したがって、窓操作
を行った後の包絡線は、第１０図Ｂの■のようになる。

また、これに基づいて算出された部分ドライブ波形の包
絡線は、第１０図りの■のようになる。ステップ８２９
の重ね合わせにおいて、前回のループで演算された部分
ドライブ波形と今回演算された部分ドライブ波形が重ね
合わされる。重ね合わされた結果は、第１０図Ｅのよう
であり、ＲＡＭ６６に記憶される。。さらに、ステップ
Ｓ８８において、完成データ（第１０図Ｅのクロスハツ
チ部）が、出ツｊバッファに出力される。

以上のような操作を繰り返してゆき〔第１０図Ｅ〜■〕
、連続的にドライブ波形が得られる。ここで、リアルタ
イム性を得るためには、ステップ８２３〜３２８の演算
をＴ／２時間内に行わねばならない。

次に、窓操作によって切り出された目標波形から部分ド
ライブ波形を算出する方法について説明する。部分ドラ
イブ波形は、窓関数を掛けられた長さＮの目標波形デー
タｒｅｆ［ｉｌと、逆インパルス応答ｇ［ｉコとをコン
ボリューションすることによって得られる。従って、（
４）式の演算を長さＮのｒｅｆ［ｉ］データ毎に行えば
よい。

ところで、（４）式のコンボリューション演算は、演算
回数が多く、演算に時間を要する。一方、時間領域にお
けるコンボリューション演算は、周波数領域においては
、単なる乗算となることが知られている。そこで、（４
）式の演算を、周波数領域において行ってもよい。これ
は、特にＮの数が大きい場合に有利である。また、本方
法においては、窓操作の介入によって、目標波形が長さ
Ｎ単位で切り出されてくるのであるから、周波数領域へ
の変換を行うＦＦＴアルゴリズムとの結合に好都合であ
る。

そこで、この場合の演算手順を以下に述べる（第９図の
ステップＳ２ａ〜８２Ｂに対応）。まず、Ｎ個のデータ
からなる逆インパルス応答ｇ［ｉｌに、Ｎ個のゼロを付
は加え（ゼロフィル、ｚｅｒｏｓ−ｆｉｌｌという）、
２Ｎ個のデータからなる逆インパルス応答ｇ’［ｉｌを
作る。次に、逆インパルス応答ｇ’［ｉｌをフーリエ変
換し、Ｇ’［ｋｌを求める。同様に、Ｎ個のデータから
なる目標波形ｒｅｆ［：ｉｌに、ゼロフィルを施した後
、フーリエ変換し、ＲＥＦ’［ｋｌを求める。

次に、下式によりドライブ信号のスペクトルＤＲＩＶＥ
’［ｋｌを求める。

ＤＲＩＶＥ’［ｋコ＝Ｇ’［ｋｌ・ＲＥＦ’［ｋｌ　　
・・−−−・・・　（５）その後、これを逆フーリエ変
換すれば、２Ｎ個のデータからなる部分ドライブ信号ｄ
ｒｉｖｅ’［ｉｌが得られる。

上記実施例によれば、第７図Ａから第７図Ｂへ被制御系
の伝達特性が変化しても、第８図Ｃに示すように、不連
続点が生じない。このため、実動作モード運転中におい
て、信号の不連続という悪影響を排除しつつ、制御特性
ｇ（ｔ）を逐次修正することが可能となり、より高精度
の制御性能、あるいは被制御系の特性変化への追従性等
が達成できる。すなわち、本工夫により、完成度の高い
閉ループ制御によるリアルタイム波形制御が実現できる
。

なお、逆インパルス応答ｇ［ｉｌの修正（ステップ５３
３）は、毎ループごとに行ってもよいが、数ループに一
回だけ行うようにしてもよい。

上記の実施例においては、伝達関数により逆インパルス
応答ｇ［ｉｌを修正するようにしているが、前述のよう
に、応答波形と目標波形との比較により修正するように
してもよい。この場合には、ステップＳａ２において応
答波形を取込んだ後、まず、記憶しておいた目標波形と
の比較操作を行う。次に、この比較結果に基づいて補正
係数を演算し、さらにこの補正係数に基づいて、逆イン
パルス応答ｇ［ｉｌを修正するようにすればよい。

（３，２，２）ドライブ波形に対する窓操作なお、上記
実施例においては、目標波形を切出して窓操作を行った
後、部分ドライブ波形を求めて重ね合わせている。他の
実施例においては、目標波形に窓操作を施さず（Ｎ個の
データを）切出し、部分ドライブ波形を求め、この部分
ドライブ波形に窓操作を行って重ね合わせるようにして
もよい。この場合、２Ｎ個からなる部分ドライブ波形デ
ータのうちから、Ｎ個の有効なデータを抽出して窓操作
を行う必要がある。１〜２Ｎまでのデータのうち、（Ｎ
／２）＋１〜（３／２）Ｎまでのデータを、有効なデー
タとすればよい。

（３，３）その他 上述の実施例においては、目標波形はアナログ信号とし
て与えられたが、ディジタル信号で与えられてもよい。

また、初期設定モードにおいて、インパルスを被制御系
に与え、インパルス応答を伝達特性として求めるように
してもよい。

さらに、上記実施例では、ＤＳＰ６２によって各機能を
達成しているが、ロジック回路のみによって構成しても
よい。

また、上記実施例では、Ｔ／２づつのオーバラップとし
たが、オーバラップ領域長しは、Ｏ＜しくＴの範囲から
任意に選択することができる。オーバラップ領域長しが
Ｏに近付くはと、演算速度要求は緩和される。例えば、
第１１図に示すように、Ｌ＝Ｔ／４とすれば、Ｌ＝Ｔ／
２の場合に比べ、速度要求は２／３で済むことになる。

この場合、両端のＴ／４でＴ（ａｎｎｉｎｇ窓等を用い
、真中のＴ／２は矩形の窓を用いる必要が有る。

（３，４）窓操作に用いる窓関数 次に、窓操作に用いる窓関数について検討する。

まず、オーバラップ長Ｌ＝Ｔ／２の場合について考える
。ここで、窓関数というのは、連続波形の一部分を有限
長波形として切出すために用いる関数であって、長さＴ
の部分においてのみゼロでない大きさをもつ関数である
。矩形窓、Ｈａｎｎｉｎｇ窓等がよく知られている。

この窓関数を用いて、無限長の目標波形から長さＴの波
形を切出し、上述した部分ドライブ波形の生成と重ね合
わせの処理を行い、続いて前回の切出し開始位置からＴ
／２後方の点を新たな切出し開始位置として、同様の処
理を続ける。すなわち、このようにして、本来連続信号
である目標波形を等価な有限長波形群に分解して処理を
行う。

このとき、分解された有限長波形が互いにオーバラップ
（この例の場合Ｔ／２）するようにしておく。

ところで、上述のごとき分解を行うためには、使用する
窓関数には制限がある。すなわち、切出された波形を重
ね合わせたときに、もとの連続波形が再現されねばなら
ぬのであって、窓関数はこの等価な分解を成立させる性
質をもったものでなければならない。

窓関数がこの性質をもつための条件を調べると、下記の
ようである。

窓関数の一般形を ｗ（ｔ）＝ａｏ＋Σ（ａｋｃｏｓωｈｔ＋ｂ、ｓｉｎω
ｋｔ）　　、　　Ｏ≦ｔ≦Ｔω１＝２π／Ｔ ω、＝にω、、に＝１．２．・・・・・・、Ｒとすると
き、自然数ｎに対し、 ｋ＝２ｎのとき、ａｋ　＋　ｂｋが実質的にゼロである
こと、・・・・　（条件１） すなわち、偶数次成分をもたぬ関数であることが必要で
ある。

上記は、オーバラップ長しがＴ／２の場合であるので、
上記条件を任意のオーバラップ長に一般化してみる。第
１１図のＬ＝Ｔ／４の場合から明らかなように、オーバ
ラップ領域において窓関数を用い、オーバラップしない
領域では原信号をそのまま取り出せばよい。

したがって、オーバラップ領域において用いる窓関数の
満たすべき条件は、条件Ｉを一般化して、ｗ（ｔ）＝ａ
ｏ＋Σ　（ａ、ｃｏｓωｈｔ＋ｂ、ｓｉｎωに０　　、
　０≦ｔ≦２Ｌω１＝π／Ｌ ω、＝にω１　、に＝１．２．・・・・・・　Ｒとする
とき、自然数ｎに対し、 ｋ＝２ｎのとき、ａｋ、”ｋが実質的にセロであること
、・・・・　（条件Ｉ　’） なる条件を満たす窓関数の右または左半分を用いればよ
い。

（４）修飾操作（モデイフィケーション）（４，１）修
飾操作の必要性 上記においては、必要とする目標波形信号が既に得られ
ているという前提にあった。一般に、この目標波形は実
測によって得られるものである。

しかしながら、目標波形を得ることができない場合があ
り、この場合には試験を行うことができない。例えば、
エンジンの付近に固定される部品の振動試験を行うとき
、エンジン駆動状態において部品の振動波形を実測して
目標波形とすれば、試験を行うことができる。しかし、
設計変更により、部品を固定している止め部材が変更さ
れた場合には、当該新たな止め部材の完成を待って、部
品の振動波形を実測する必要がある。すなわち、新たな
止め部材が完成するまで、試験を行うことができない。

そこで、この発明においては、修飾操作を導入し、基本
となる目標波形があれば、設計変更等の修正を考慮した
試験を行うことができるようにしている。このような修
飾操作には、簡易型と本格型とがあるので、それぞれに
ついて以下説明する。

（４，２，１）簡易型修飾操作 簡易型の修飾操作の、周波数領域における演算関連図を
、第１２図に示す。被制御系１０は、＋（（ｆ）の伝達
関数を有する。目標スペク゛トルＲＥＦ（ｆ）と、制御
係数Ｇ（ｆ）に基づいて、ドライブスペクトルＤＲＩＶ
Ｅ（ｆ）が演算される（２０４参照）。このドライブス
ペクトルＤＲＩＶＥ（ｆ）が被制御系１０に与えられ、
応答スペクトルＲＥＳＰ（ｆ）が得られる。この応答ス
ペクトルＲＥＳＰ　（ｆ）とドライブスペクトルＤＲＩ
ＶＥ（ｆ）とに基づき、この制御ループにおける伝達関
数測定データが得られる（２００参照）。この伝達関数
データに基づき制御係数Ｇ（ｆ）が補正され、さらに修
飾係数に基づき制御係数Ｇ　（ｆ）が修飾される（２０
２参照）。修飾・補正のなされた制御係数Ｇ（ｆ）は、
次のドライブスペクトルの演算に反映される。

第１３図Ａ、Ｂに、第１２図のブロックＡの演算の詳細
を示す。第１３図Ａは修飾を行わない場合のものであり
、第１３図Ｂは簡易型の修飾を行う場合のものである。

説明の容易のため、まず、修飾を行わない場合から説明
する。

第１３図Ａにおいて、応答スペクトルＲＥＳＰ（ｆ）と
ドライブスペクトルＤＲＩＶＥ（ｆ）とに基づき、当該
制御ループにおける伝達関数測定データ旧ｆ）が演算さ
れる（３００参照）。

次に、この伝達関数データ旧ｆ）および前回までの平均
値Ｈ（ｆ）に基づいて、伝達関数の平均Ｈ（ｆ）が算出
される（３０２参照）。

ここで、Ｅは、２〜８程度の値である。

さらに、このＨ（ｆ）に基づいて、制御特性Ｇ（ｆ）が
算出される（３０４参照）。

Ｇ（ｆ）＝１／Ｈ（ｆ） なお、Ｈ（ｆ）データの更新において、当該制御ループ
における測定値の信憑性が低いと判断された成分があれ
ば、その成分データの更新は行わないようにしてもよい
。

上記のようにして制御特性Ｇ（ｆ）が更新されるので、
被制御系の伝達特性に変化が生じた場合にも、応答スペ
クトルＲＥＳＰ（ｆ）は目標スペクトルＲＥＦ（ｆ）と
等しくなるように制御される。

第１３図Ｂは、簡易型の修飾操作の演算詳細である。各
制御ループにおける伝達関数Ｈ（ｆ）を測定し、平均す
ることは」−記と同じである。平均して得られたＨ（ｆ
）に基づいて制御特性Ｇ（ｆ）を求める際に、修飾係数
Ｐ（ｆ）による修飾を行っている（３０６参照）したが
って、目標スペクトルＲＥＦ（ｆ）と応答スペクトルＲ
ＥＳＰ（ｆ）とが、修飾係数Ｐ（ｆ）だけ異なるように
制御される。

すなわち、基本となるＧ（ｆ）　（Ｇ（ｆ）はＨ（ｆ）
の逆数として求められる）が得られていれば、理論上も
しくは実測データによる修正係数Ｐ（ｆ）を与えること
により、試験を行うことができる。Ｇ（ｆ）をＰ（ｆ）
によって修飾することは比較的容易であるがら、このよ
うな修飾方法は、演算負荷をあまり大きくせずに実行可
能である。その一方、目標スペクトルＲＥＦ（ｆ）と応
答スペクトルＲＥＳＰ（ｆ）は原理的に一致しないので
、両スペクトルを直接比較して、制御の正確性を直接確
認することはできない。

（４，２，２）本格型修飾操作 上記のような不一致をなくしつつ、修飾を行うためには
、目標スペクトルＲＥＦ（ｆ）に対して修飾を行うよう
にすればよい。これを我々は、本格型修飾操作と呼んで
いる。その周波数領域における演算関連図を、第１４図
に示す。基本的には、第１２図のものと同じである。た
だし、目標スペクトルＲＥＦ（ｆ）が、直接ドライブ波
形演算に用いられていない。すなわち、修飾係数Ｐ（ｆ
）により修飾され、修飾目標スペクトルＭＲＥＦ　（ｆ
）として、ドライブ波形演算に用いられる（２０６参照
）。なお、本格型の場合には、ブロックへの詳細は第１
３図へのものと同じになる。

したがって、応答スペクトルＲＥＳＰ（ｆ）と修飾目標
スペクトルＭＲＥＦ（ｆ）とが等しくなるように制御が
行われる。

上記のように、本格型においても、基本となるＧ（ｆ）
が得られていれば、理論上もしくは実測値に基づく修正
係数Ｐ（ｆ）を与えることにより、試験を行うことがで
きる。目標スペクトルＲＥＦ（ｆ）に対応する時系列信
号ｒｅｆ（ｔ）に、修飾係数Ｐ（ｆ）による修飾を施し
て修飾目標信号ｍｒｅｆ（ｔ）を得ることは比較的困難
であり、後述のように、演算負荷の増大を招くが、修飾
目標スペクトルＭＲＥＦ（ｆ）と応答スペクトルＲＥＳ
Ｐ（ｆ）が一致する利点を有する。したがって、両スペ
クトルまたは各々に対応する時系列信号ｍｒｅｆ（ｔ）
とｒｅｓｐ（ｔ）とを比較して、制御の正確性を直接確
認することができる。

次に、ブロックＢにおけるドライブ波形演算２０４の詳
細を、第１５図Ａ、Ｂに示す（簡易型、本格型に共通）
。第１５図Ａにおいては、目標波形に窓処理が施されて
から、コンボリューション演算が行われている。一方、
第１５図Ｂにおいては、コンボリューション演算を行っ
た後に、窓処理が施されている。この点の詳細について
は、（３，２２）ドライブ波形に対する窓操作を参照の
こと。

（５）修飾操作を含む波形制御装置の詳細（５，１）簡
易型 第１６図に、簡易型の修飾操作を行う波形制御装置の一
実施例を、ブロック図で示す。第１図Ｂに同一または相
当する部分には、同一符号を付している。目標波形は、
Ａ／Ｄ変換手段２によって、ディジタル信号に変換され
、遅延手段４３とドライブ信号演算手段６に与えられる
。遅延手段４３に与えられた目標波形データは、所定の
遅延時間の後、Ｄ／Ａ変換手段１４に与えられる。一方
、ドライブ信号演算手段６に与えられた目標波形データ
は、このドライブ信号演算手段６において、ドライブ信
号演算の基礎となる。すなわち、ドライブ信号演算手段
６は、ドライブ信号を演算し、出力する。

出力波形データは、Ｄ／Ａ変換手段８を介して、被制御
系１０に与えられる。

被制御系１０からの応答波形は、Ａ／Ｄ変換手段１６を
介して、伝達関数演算手段７１に与えられる。

伝達関数演算手段７１は、応答波形と、出力波形とに基
づき、伝達関数層ｆ）を演算する。平均化手段７３は、
この伝達関数Ｈ（ｆ）を平均化して旧ｆ）を求め、制御
係数演算手段７７に与える。また、このＨ（ｆ）は、次
回の演算のため、平均伝達関数記憶手段１７に保持され
る。

制御係数演算手段７７においては、平均化したＨ（ｆ）
および記憶手段１７の修飾係数Ｐ（ｆ）に基づき、制御
特性Ｇ（ｆ）が演算される。演算された制御特性Ｇ（ｆ
）は、記憶手段１２に保持される。

ドライブ信号演算手段６は、この制御係数および、Ａ／
Ｄ変換手段２からの目標波形とに基づき、ドライブ波形
を演算し、出力する。この出力は、Ｄ／Ａ変換手段８を
介して、被制御系１０に与えられる。

」−記のように、平均化した伝達関数に修飾が施される
ので、被制御系１０の振動（すなわち応答波形）は、目
標波形に修飾が施されたものとなる。

なお、観測用に、遅延目標波形が、Ｄ／Ａ変換手段１４
を介して取り出される。しかし、この簡易型の修飾操作
においては、前述のように、遅延目標波形と応答波形が
一致せず、波形観測によって制御の正確性を確認するこ
とはできない。

第１６図に示す機能を実現するには、全てをハードウェ
アによって構成してもよいが、第４図Ａ１Ｂのように、
マイクロプロセッサを用いて、ソフトウェアにより機能
を実現してもよい。この場合のプログラムのフローチャ
ートを、第１７図に示す。

このフローチャー１・の基本的な部分は、第９図のもの
と同じである。

ステップｓａ８において、ＤＳＰ６２は、ドライブ波形
と、取込んだ応答波形の両スペクトルに基づいて伝達関
数Ｈ（ｆ）を演算する（第１３図Ｂの３００゜第１６図
の７１に対応する）。

次に、ステップＳ３４において、ＤＳＰ６２は、この伝
達関数の平均化を行う（第１３図Ｂの３０２、第１６図
の７３に対応する）。

次に、ステップＳａ、において、平均伝達関数Ｈ（ｆ）
と修飾係数Ｐ（ｆ）を考慮に入れて、制御特性である逆
インパルス応答ｇ［ｉｌを修正する（第１３図Ｂの３０
６、第１６図の制御係数演算手段７７に対応する）。

」−記のようにして修飾処理がなされ、修飾係数により
修飾された振動が、供試体３２に与えられる。

（５，２）本格型 第１８図に、本格型の修飾操作を行う波形制御装置の一
実施例を、ブロック図で示す。第２図Ｂに同一または相
当する部分には、同一符号をイ」シている。

本格型の修飾操作においては、与えられた目標波形に対
し、波形合成演算手段３において、修飾処理がなされる
。この波形合成演算手段３は、ドライブ信号演算手段６
と同様の機能を有するものである。すなわち、修飾係数
記憶手段１７の修飾係数により修飾された目標波形が、
ドライブ信号演算手段６に与えられる。したがって、被
制御系１０の振動は、修飾された目標波形と等しいもの
となる。

このように、本格型では、波形合成演算手段３を設けな
ければならず、構成が複雑化し、演算負荷が増大するこ
ととなる。しかし、遅延修飾目標波形と応答波形とが一
致するように制御が行われるので、両者の一致性を観測
することで、制御の正確性を直接的に確認することがで
きる。

第１８図に示す機能を実現するには、全てをハードウェ
アによって構成してもよいが、第４図Ａ１Ｂのように、
マイクロプロセッサを用いて、ソフトウェアにより機能
を実現してもよい。この場合のプログラムのフローチャ
ートを、第１９図に示す。

なお、第１９図は本項目の処理を周波数領域にて行う場
合について説明したものである。

この実施例においては、修飾処理データ設定モードを行
った後、実動作モードに入っている。すなわち、第５図
の初期設定モードおよび第１９図の修飾処理データ設定
モードを行って、種々のデータ設定を行った後、実動作
モードを繰り返し実行するものである。

最初に、修飾処理データ設定モードを説明する。

ＤＳＰ６２は、まず、ＲＡＭ６６に記憶されている修飾
係数を読み込む（ステップ５４１）。この修飾係数は、
スペクトルとして与えられている。次に、この修飾係数
を逆フーリエ変換し、修飾インパルス応答ｍ［ｉｌを求
める（ステップ５４２）。さらに、この修飾インパルス
応答ｍ［ｉｌにゼロフィルをし、ｍ’［：ｉ：］を求め
る（ステップ５４３）。最後に、このｍ［ｉｌをフーリ
エ変換してＭ’［ｋ］を求め、ＲＡＭ６６に記憶する（
ステップ５４４）。このようにして、修飾処理データの
設定が行われる。

次に、実動作モードを説明する。ＤＳＰ６２は、まず、
Ａ／Ｄ変換器２を介して、目標波形を１フレーム分、取
り込む（ステップ５４５）。次に、目標波形に窓関数を
乗じる（ステップＳ４．）。

次に、ステップＳ４７〜ＳＳＯに示すように、目標波形
と修飾インパルス応答とのコンボリューション演算を（
周波数領域で）行う。そして、求められた波形の重ね合
わせを行う（ステップＳ５．）。すなわち、これらの演
算（修飾処理データ設定モードでの演算を含めて）が、
第１８図の波形合成演算手段３、第１４図の２０６に対
応する。ＤＳＰ６２は、このようにして得られた修飾目
標波形をＲＡＭ６６に記憶する（ステップＳ６□）。

次に、ＤＳＰ６２は、この修飾目標波形を目標波形とし
て、制御を行う。すなわち、以後のステップ８２０〜Ｓ
ａ４は、第９図と同様の動作を行っている。

上記のようにして修飾処理がなされ、修飾係数により修
飾された振動が、供試体３２に与えられる。

上記実施例では、修飾処理データ設定モードを最初に実
行した後、実動作モードを繰り返し実行するようにして
いる。しかし、実動作モード中において、修飾処理デー
タ設定を並行して行い、途中でＭ’［ｋ］を変更できる
ようにしてもよい。

（５，３）目標波形と応答波形の比較に基づく修正を行
う場合 上記の実施例においては、ドライブスペクトルと応答ス
ペクトルとに基づいて伝達関数が演算され、その演算結
果に基づいて制御特性の修正がされている。しかし、前
述のように、目標スペクトルと被制御系１０からの応答
スペクトルを比較し、この比較結果に基づいて制御特性
を修正するようにしてもよい。

この場合の簡易型のブロック図を第２０図に示す。

修飾処理手段４９により、比較手段２０からの比較結果
に修飾が施されている。修飾された比較結果に基づき、
逆伝達関数が補正されている。したがって、目標波形と
応答波形のスペクトルが、修飾係数Ｐ（ｆ）だけ異なる
ように制御される。

目標スペクトルと応答スペクトルを比較する場合の本格
型のブロック図を第２１図に示す。波形合成演算手段３
により、目標波形が修飾されている。

したがって、修飾目標波形と応答波形のスペクトルが、
一致するように制御される。

（５，４）データ 第２２図Ａ−Ｊに、伝達関数を用いた場合の、実験デー
タを示す。

（５，４，１）修飾操作を行わない場合第２２図Δは、
被制御系の伝達関数Ｈ（ｆ）である。

上段が振幅であり、下段が位相である。

第２２図Ｂは、第２２図への伝達関数Ｈ（ｆ）の逆数で
ある逆伝達関数Ｇ（ｆ）である。

第２２図Ｃは、第２２図Ａの伝達関数旧ｆ）に対応する
インパルス応答ｈ（ｔ）である。

第２２図りは、第２２図Ｂの逆伝達関数Ｇ（ｆ）に対応
するインパルス応答ｇ（ｔ）である。

第２２図Ｅは、修飾操作を行わない場合の、制御運転中
の逆伝達関数Ｇ（ｆ）である。逆伝達関数Ｇ（ｆ）は、
最初は第２２図Ｂ・のちのであったが、補正によりこの
図のように変化している。

第２２図Ｆの（ａ）は、目標波形（Ｄｅｌａｙｅｄ　ｒ
ｅｆ）である。なお、ここでは、観察の容易性のため、
目標波形として、２００Ｈｚの三角波をＦＭ変調したも
のを用いている。（ｂ）は、応答波形であり、（ｃ）は
、ドライブ波形である。この図からも明らかなように、
応答波形がほぼ目標波形と等しくなるように、制御され
ている。

（５，４，２）本格型修飾操作を行った場合第２２図Ｇ
−Ｊに、本格型修飾操作を行った場合のデータを示す。

第２２図Ｇは、被制御系の伝達関数Ｈ（ｆ）である。

第２２図Ｈは、修飾係数Ｐ（ｆ）である。

第２２図工の（ａ）は、修飾係数Ｐ（ｆ）により修飾さ
れた修飾目標波形ｍｒｅｆ（ｔ）である。（ｂ）は応答
波形であり、（ｃ）はドライブ波形である。この図から
も明らかなように、応答波形が修飾目標波形ｍｒｅｆ（
１）に等しくなるように、制御が行われている。

第２２図Ｊの（ａ）は目標波形であり、（ｂ）は修飾目
標波形である。

（６）バッチ処理型への適用 なお、上記においては、リアルタイム型の波形制御装置
について、修飾操作を説明してきたか、」−記修飾操作
は、バッチ処理型のものにも適用できる。

この場合には、ｉ）有限長の目標波形全体を取り込み、
これに修飾操作を行い、ｉｉ）制御演算を行ってドライ
ブ信号を出力し、１ｉｉ）応答出力を取り込み、ｉｖ）
ドライブ出ツｊと応答出力波形とに基づいて伝達関数を
演算し、■）この伝達関数に基づいて制御演算を補正す
るようにすればよい。すなわち、ｉｖ）で求めた伝達関
数に基づき、ｉｉ）において、次回のドライブ出力波形
の修正がなされ、１ｉ）ｉｉｉ）ｉｖ）　ｖ）のプロセ
スを繰り返すことにより、応答出力を修飾目標波形に近
づけることができる。

また、目標波形はそのままとし、■）の伝達関数に修飾
を施すようにしてもよい。

また、ｉ）有限長の目標波形全体を取り込み、これに修
飾操作を行い、ｉｉ）制御演算を行い、１ｉｉ）応答出
力を取り込み、ｉｖ）応答出力波形と修飾目標波形との
比較を行うようにしてもよい。すなわち、ｉｖ）での比
較結果に基づき、ｉｉ）において、次回のドライブ出ツ
Ｊ波形の修正がなされ、１ｉ）ｉｉｉ）ｉ■）のプロセ
スを繰り返すことにより、応答出力を修飾目標波形に近
づけることができる。

また、目標波形はそのままとし、ｉｖ）の比較結果に修
飾を施すようにしてもよい。

（７）振動試験以外への応用 この発明に係るリアルタイム波形制御装置は、上記実施
例の他、種々の被制御系に適用することができる。例え
ば、被制御系が、位置決め用アクチュエータおよび位置
検出センサ（又は速度センサ）から構成される場合にも
適用できる。ロボット等に用いられるアクチュエータ制
御において、慣性等により、入力した制御波形と等しい
動作をさせることは困難である。しかし、この発明によ
る波形制御装置を用いれば、目標とする波形どおりにか
つリアルタイムに制御を行うことができる。

アクチュエータとしてステッピングモータまたはディジ
タルサーボモータを用いる場合には、Ｄ／Ａ変換器８の
かわりに、専用Ｉ／Ｆを用いればよい。

また、位置検出センサ又は速度センサがディジタル信号
を出力する場合には、Ａ／Ｄ変換器１６、Ａ／Ｄ変換器
２を省略することができる。

被制御系が、スピーカ、空間、マイクロホンによって構
成される場合にも適用することができる。

この場合には、音圧波形を、目標波形とおりにリアルタ
イムに制御することができる。

被制御系が、容器、容器の一部を出入するピストンをも
ったアクチュエータ、容器を満たす流体（気体、液体等
）、圧力センサによって構成される場合にも適用するこ
とができる。例えば、ゴムホース内の圧力を変えて、そ
の耐圧テストを行う場合がこれに該当する。この場合に
は、被制御系の共振周波数を超える圧力振動により、テ
ストを行うことが可能となる。

すなわち、本発明は、電気機械変換器を入力部とし、物
理量のセンサを出力部とする１入力１出力系に対して、
その出力波形をリアルタイムで制御することを可能とす
るものであり、変換器およびセンサの種類を問わず適用
可能である。

［発明の効果］ 請求項１．２に係る波形制御装置は、連続して入力され
る目標信号をその制御特性によって変化させて被制御系
に与えるようにしており、応答信号および目標信号、ま
たは応答信号およびドライブ信号に基づいて、制御特性
を補正するとともに、修飾係数によりこの制御特性を修
飾するようにしている。したがって、被制御系からの応
答出力は、目標信号波形に対し修飾が施されたものと等
しくなる。すなわち、被制御系の基本特性しか分らない
場合であっても、修飾係数を与えることにより、修飾の
施された状態での被制御系の応答出力を制御することに
より、修飾係数によって表現されているような仮想環境
をシミュレートすることができる。

請求項３．５に係る波形制御装置は、連続して入力され
る目標信号を修飾係数によって修飾し、この修飾目標信
号をその制御特性によって変化させて被制御系に与える
ようにしており、修飾目標信号と応答信号、またはドラ
イブ信号と応答信号に基づいて、制御特性を補正するよ
うにしている。

＝５８ したがって、被制御系からの応答出力は、修飾目標信号
波形に等しいものとなる。すなわち、被制御系の基本特
性しか分らない場合であっても、修飾係数を与えること
により、修飾の施された状態での被制御系の応答波形を
制御することにより、修飾係数によって表現されている
ような仮想環境をシミュレートすることができる。

請求項４に係る波形制御装置は、連続して入力される目
標信号を制御特性によって変化させて被制御系に与える
ようにしており、目標信号と応答信号、またはドライブ
信号と応答信号に基づいて、制御特性を補正するように
している。したがって、被制御系からの応答出力は、目
標信号波形に等しいものとなる。すなわち、より正確な
制御を行うことができる。

また、請求項１１のものにおいては、目標信号に窓操作
を施した後、ドライブ信号を演算し、重ね合わせるよう
にしている。この結果、制御特性を補正した場合に、ド
ライブ信号が不連続となることがなく、閉ループによる
リアルタイム波形制御が可能となる。

請求項１３の波形制御装置は、応答出力信号を出力する
応答信号臼ツＪ端子と、応答出力信号に対応させて修飾
目標信号を出力する遅延修飾目標信号出力端子を備えて
いる。したがって、応答出力信号と修飾目標信号との一
致性を容易に確認することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図Ａ、Ｂはこの発明による簡易型修飾操作を行う波
形制御装置の全体構成を示す図、第２図ＡＸＢはこの発
明による本格型修飾操作を行う波形制御装置の全体構成
を示す図、第３図Ａは請求項８のドライブ信号演算手段
の構成を示す図、 第３図Ｂは請求項９のドライブ信号演算手段の構成を示
す図、 第３図０１第３図りは窓操作手段２１および重ね合わせ
手段２７を付加した場合のブロック図、第４図Ａはこの
発明の一実施例による波形制御装置のハードウェア構成
を示すブロック図、第４図ＢはＤＳＰボード３６の詳細
を示す図、第５図は第４図Ａの装置の初期設定動作を示
すフローチャート、 第６図は第４図Ａの装置の実動作モード（基本動作）を
示すフローチャート、 第７図Ａ、Ｂは制御特性を示す図、 第８図Ａ、Ｂ、Ｃはドライブ波形を示す図、第９図は第
４図への装置の実動作モード（閉ループ制御）を示すフ
ローチャート、 第１０図はその処理手順を示す図、 第１１図はＬ　＝　Ｔ　／　４の場合における窓関数の
オーバラップ状態を示す図、 第１２図はシステムの基本的演算関係を示す図、第１３
図Ａは修飾操作を行わない場合の第１２図のブロックＡ
の演算の詳細を示す図、 第１３図Ｂは簡易型修飾操作を行う場合の第１２図のブ
ロックへの演算の詳細を示す図、 第１４図は本格型修飾操作を行うシステムの演算関係を
示す図、 第１５図Ａ、Ｂは第１２図および第１４図のブロックＢ
の詳細を示す図、 第１６図は簡易型修飾操作を行うシステムのブロック図
、 第１７図はそのフローチャート、 第１８図は本格型修飾操作を行うシステムのブロック図
、 第１９図はそのフローチャート、 第２０図は応答波形と目標波形の比較により、制御特性
の補正を行う簡易型修飾システムのブロック図、 第２１図は応答波形と目標波形の比較により、制御特性
の補正を行う本格型修飾システムのブロック図、 第２２図Ａは被制御系の伝達関数Ｈ（ｆ）を示す図、第
２２図Ｂは第２２図Ａの伝達関数Ｈ（ｆ）の逆数である
逆伝達関数Ｇ（ｆ）を示す図、 第２２図Ｃは第２２図Ａの伝達関数旧ｆ）に対応するイ
ンパルス応答ｈ（ｔ）を示す図、 第２２図りは第２２図Ｂの逆伝達関数Ｇ（ｆ）に対応す
るインパルス応答ｇ（ｔ）を示す図、 第２２図Ｅは修飾操作を行わない場合の制御運転中の逆
伝達関数Ｇ（ｆ）を示す図、 第２２図Ｆは目標波形（Ｄｅｌａｙｅｄ　ｒｅｆ）、応
答波形、ドライブ波形を示す図、 第２２図Ｇは被制御系の伝達関数旧ｆ）を示す図、第２
２図Ｈは修飾係数Ｐ（ｆ）を示す図、第２２図Ｉは修飾
目標波形、応答波形、ドライブ波形を示す図、 第２２図Ｊは目標波形、修飾目標波形を示す図である。 ３　・ ５　・ ６　・ １２・ １７・ １８・ １９・ ２０・ ２１・ ２２・ 目標信号修飾手段 修飾目標信号記憶手段 ドライブ信号演算手段 制御特性記憶手段 修飾係数記憶手段 制御特性補正手段 制御特性補正修飾手段 補正係数演算手段 窓操作手段 フーリエ変換手段 ２４・ ２６・ ２７・ ２８・ 乗算手段 逆フーリエ変換手段 重ね合わせ手段 ］ンポリューション演算手段 第 図 第 図 Ａ 第１５ 図

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. （１）被制御系から出力される信号の波形が目的とする
   信号波形とほぼ等しくなるように被制御系に信号を与え
   る装置であって、 制御特性を記憶する制御特性記憶手段、 入力された目標信号と、制御特性記憶手段に記憶されて
   いる制御特性とに基づき、ドライブ信号をリアルタイム
   性の保証のために必要とされる時間内に演算し、被制御
   系に与えるドライブ信号演算手段、 入力された目標信号を記憶する目標信号記憶手段、 目標信号記憶手段に記憶されている目標信号と、この目
   標信号に対応する被制御系からの応答出力とを比較し、
   補正係数を演算する補正係数演算手段、 制御特性を修飾する修飾係数を記憶する修飾係数記憶手
   段、 補正係数演算手段からの補正係数および修飾係数記憶手
   段からの修飾係数に基づき、制御特性記憶手段に記憶さ
   れている制御特性を補正・修飾する制御特性補正・修飾
   手段、 を備えたことを特徴とする波形制御装置。
2. （２）被制御系から出力される信号の波形が目的とする
   信号波形とほぼ等しくなるように被制御系に信号を与え
   る装置であって、 制御特性を記憶する制御特性記憶手段、 入力された目標信号と、制御特性記憶手段に記憶されて
   いる制御特性とに基づき、ドライブ信号をリアルタイム
   性の保証のために必要とされる時間内に演算し、被制御
   系に与えるドライブ信号演算手段、 修飾係数を記憶する修飾係数記憶手段、 ドライブ信号と、このドライブ信号に対応する被制御系
   からの応答出力および修飾係数とに基づき、制御特性記
   憶手段に記憶されている制御特性を補正修飾する制御特
   性補正修飾手段、 を備えたことを特徴とする波形制御装置。
3. （３）被制御系から出力される信号の波形が目的とする
   信号波形とほぼ等しくなるように被制御系に信号を与え
   る装置であって、 修飾係数を記憶する修飾係数記憶手段、 修飾係数記憶手段に記憶されている修飾係数に基づき目
   標信号を修飾する目標信号修飾手段、制御特性を記憶す
   る制御特性記憶手段、 修飾された目標信号と、制御特性記憶手段に記憶されて
   いる制御特性とに基づき、ドライブ信号をリアルタイム
   性の保証のために必要とされる時間内に演算し、被制御
   系に与えるドライブ信号演算手段、 修飾された目標信号を記憶する修飾目標信号記憶手段、 修飾目標信号記憶手段に記憶されている修飾目標信号と
   、この修飾目標信号に対応する被制御系からの応答出力
   とを比較し、補正係数を演算する補正係数演算手段、 補正係数演算手段からの補正係数に基づき、制御特性記
   憶手段に記憶されている制御特性を補正する制御特性補
   正手段、 を備えたことを特徴とする波形制御装置。
4. （４）被制御系から出力される信号の波形が目的とする
   信号波形とほぼ等しくなるように被制御系に信号を与え
   る装置であって、 制御特性を記憶する制御特性記憶手段、 入力された目標信号と、制御特性記憶手段に記憶されて
   いる制御特性とに基づき、ドライブ信号をリアルタイム
   性の保証のために必要とされる時間内に演算し、被制御
   系に与えるドライブ信号演算手段、 ドライブ信号と、このドライブ信号に対応する被制御系
   からの応答出力とに基づき、制御特性記憶手段に記憶さ
   れている制御特性を補正する制御特性補正手段、 を備えたことを特徴とする波形制御装置。
5. （５）被制御系から出力される信号の波形が目的とする
   信号波形とほぼ等しくなるように被制御系に信号を与え
   る装置であって、 修飾係数を記憶する修飾係数記憶手段、 修飾係数記憶手段に記憶されている修飾係数に基づき目
   標信号を修飾する目標信号修飾手段、制御特性を記憶す
   る制御特性記憶手段、 修飾された目標信号と、制御特性記憶手段に記憶されて
   いる制御特性とに基づき、ドライブ信号をリアルタイム
   性の保証のために必要とされる時間内に演算し、被制御
   系に与えるドライブ信号演算手段、 ドライブ信号と、このドライブ信号に対応する被制御系
   からの応答出力に基づき、制御特性記憶手段に記憶され
   ている制御特性を補正する制御特性補正手段、 を備えたことを特徴とする波形制御装置。
6. （６）請求項１、２、３、４または５の波形制御装置に
   おいて、 前記制御特性は被制御系の伝達関数の逆数であることを
   特徴とするもの。
7. （７）請求項１、２、３、４または５の波形制御装置に
   おいて、 前記制御特性は被制御系の伝達関数の逆数を逆フーリエ
   変換して得られた逆インパルス応答又はこれに相当する
   量であることを特徴とするもの。
8. （８）請求項６の波形制御装置において、 ドライブ信号演算手段は、 目標信号入力記憶手段に一時的に記憶されている目標信
   号をフーリエ変換して、複素フーリエスペクトルを求め
   るフーリエ変換手段、 目標信号の複素フーリエスペクトルと伝達関数の逆数と
   を、対応する周波数成分ごとに乗算して、ドライブスペ
   クトルを演算する乗算手段、 ドライブスペクトルを逆フーリエ変換してドライブ信号
   を出力する逆フーリエ変換手段、 を備えていることを特徴とするもの。
9. （９）請求項７の波形制御装置において、 ドライブ信号演算手段は、目標信号と逆インパルス応答
   のコンボリューション演算を行ってドライブ信号を出力
   する手段を備えたものであることを特徴とするもの。
10. （１０）請求項１、２、３、４、５、６、７、８または
    ９のものにおいて、 被制御系が、 供試体、 ドライブ信号を受けて供試体に振動を与える振動発生器
    、 供試体の振動を検出する振動検出器、 を有する場合に、 供試体に対し目的とする信号波形にほぼ等しい振動を与
    えることを目的とするもの。
11. （１１）請求項１、２、３、４または５の波形制御装置
    において、 目標信号を所定のオーバラップ領域をとりつつ１フレー
    ム単位で取り込み、窓操作を行った後、ドライブ信号演
    算手段に与える窓操作手段、ドライブ信号演算手段から
    の出力をオーバラップさせながら重ね合わせる重ね合わ
    せ手段、を備えたことを特徴とするもの。
12. （１２）請求項１、２、３、４または５の波形制御装置
    において、 目標信号を所定のオーバラップ領域をとりつつ１フレー
    ム単位で取り込み、ドライブ信号演算手段に与える目標
    信号取り出し手段、 ドライブ信号演算手段からの出力に窓操作を行った後、
    オーバラップさせながら重ね合わせる重ね合わせ手段、 を備えたことを特徴とするもの。
13. （１３）請求項３、４または５の波形制御装置において
    、 応答出力信号を出力する応答信号出力端子、修飾目標信
    号記憶手段に記憶されている修飾目標信号または目標信
    号記憶手段に記憶されている目標信号を、応答信号出力
    端子から出力される応答出力信号に対応させて出力する
    遅延目標信号出力端子、 を備えたもの。
14. （１４）与えられた目標信号と制御特性とに基づいて演
    算したドライブ信号を被制御系に与えるリアルタイム波
    形制御方法であって、 被制御系の応答出力に基づいて制御特性を補正するとと
    もに修飾係数に基づいて制御特性を修飾するようにした
    ことを特徴とするリアルタイム波形制御方法。
15. （１５）与えられた目標信号と制御特性とに基づいて演
    算したドライブ信号を被制御系に与えるリアルタイム波
    形制御方法であって、 目標信号を修飾係数により修飾してこれを目標信号とし
    、被制御系の応答出力に基づいて前記制御特性を補正す
    るようにしたことを特徴とするリアルタイム波形制御方
    法。
16. （１６）有限長の目標波形全体を取り込み、当該目標波
    形に基づいて演算を行ってドライブ信号を被制御系に与
    え、被制御系からの応答出力を取り込み、応答出力波形
    に基づいてドライブ信号の演算を修正する波形制御装置
    であって、上記の操作を繰り返すことにより応答出力波
    形と目標波形との一致性を高めるように構成された波形
    制御装置において、 応答出力波形に基づくドライブ信号の演算修正に、修飾
    係数による修飾を施すことを特徴とするもの。
17. （１７）有限長の目標波形全体を取り込み、当該目標波
    形に基づいて演算を行ってドライブ信号を被制御系に与
    え、被制御系からの応答出力を取り込み、応答出力波形
    に基づいてドライブ信号の演算を修正する波形制御装置
    であって、上記の操作を繰り返すことにより応答出力波
    形と目標波形との一致性を高めるように構成された波形
    制御装置において、 目標波形を修飾係数により修飾して修飾目標波形とし、
    この修飾目標波形を目標波形として上記制御を行うこと
    を特徴とするもの。