JPH02216362A - 電動パワーステアリングシステムのｐｗｍ回路 - Google Patents
電動パワーステアリングシステムのｐｗｍ回路Info
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- JPH02216362A JPH02216362A JP1036855A JP3685589A JPH02216362A JP H02216362 A JPH02216362 A JP H02216362A JP 1036855 A JP1036855 A JP 1036855A JP 3685589 A JP3685589 A JP 3685589A JP H02216362 A JPH02216362 A JP H02216362A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は自動車のステアリング制御システムのうち、特
にモータによって運転者の操舵力を補助する電動パワー
ステアリングシステムに使用されるＰＷＭ回路に関する
ものである。
にモータによって運転者の操舵力を補助する電動パワー
ステアリングシステムに使用されるＰＷＭ回路に関する
ものである。
従来の技術
近年、自動車運転における操舵力を向上させるためにパ
ワーステアリング装置が一般的に標準装備されるように
なってきた。中でも軽自動車においては、油圧式パワー
ステアリング装置を装備することは、コスト面、スペー
ス面から困難であり、モータによって操舵力を補助する
電動式パワーステアリング装置（以下電動パワステと略
す）をつける動きが見られる。
ワーステアリング装置が一般的に標準装備されるように
なってきた。中でも軽自動車においては、油圧式パワー
ステアリング装置を装備することは、コスト面、スペー
ス面から困難であり、モータによって操舵力を補助する
電動式パワーステアリング装置（以下電動パワステと略
す）をつける動きが見られる。
第８図に電動パワステの概略システムを示す。
電動式パワーステアリング装置は、トルクセンサ２．モ
ータ３．コントローラ１．減速機４から構成されており
、トルクセンサ２で検出した操舵力に従ってモータをト
ルク制御し、運転者の操舵力を軽減する構成となってい
る。その中でもコントローラは大電流（３０Ａ程度）を
制御するため、そのドライブ段はＰＷＭ駆動するのが従
来の駆動方式であり、このＰＷＭ駆動は、指令信号を三
角波と比較してチョッピング信号をつくるのが普通であ
る。なお、第８図において、５はステアリングホイール
、６はステアリングシャフト、７はステアリングギヤボ
ックス、８は車輪である。
ータ３．コントローラ１．減速機４から構成されており
、トルクセンサ２で検出した操舵力に従ってモータをト
ルク制御し、運転者の操舵力を軽減する構成となってい
る。その中でもコントローラは大電流（３０Ａ程度）を
制御するため、そのドライブ段はＰＷＭ駆動するのが従
来の駆動方式であり、このＰＷＭ駆動は、指令信号を三
角波と比較してチョッピング信号をつくるのが普通であ
る。なお、第８図において、５はステアリングホイール
、６はステアリングシャフト、７はステアリングギヤボ
ックス、８は車輪である。
以下に従来のＰＷＭ信号発生回路と三角波発生回路につ
いて説明する。
いて説明する。
第６図は従来のＰＷＭ制御によるＤＣモータ駆動回路を
示す。
示す。
９はコンパレータ、１０は三角波発振器、１１〜１４は
スイッチング素子、１５はモータである。
スイッチング素子、１５はモータである。
まず、以上の様に構成されたＰＷＭ信号発生回路につい
て、以下その動作を説明する。
て、以下その動作を説明する。
まず、指令値はその絶対値とその方向に分けられる。指
令絶対値は、三角波と比較され、ＰＷＭ信号としてＡに
出力される。スイッチング素子は入力ロジックがＨｉｇ
ｈレベルのとき、ＯＮするとする。今、ＣＷ／ＣＣＷ指
令がＨｉｇｈレベルになったとすると、スイッチング素
子１１と１４がＯＮする。１１はＰＷＭロジックにより
チョッピングされている。次にＣＷ／ＣＣＷ指令がＬｏ
ｗレベルになったとすると、反対にスイッチング素子１
２と１３がＯＮする。
令絶対値は、三角波と比較され、ＰＷＭ信号としてＡに
出力される。スイッチング素子は入力ロジックがＨｉｇ
ｈレベルのとき、ＯＮするとする。今、ＣＷ／ＣＣＷ指
令がＨｉｇｈレベルになったとすると、スイッチング素
子１１と１４がＯＮする。１１はＰＷＭロジックにより
チョッピングされている。次にＣＷ／ＣＣＷ指令がＬｏ
ｗレベルになったとすると、反対にスイッチング素子１
２と１３がＯＮする。
次に三角波発振回路を説明する。
第７図は従来の三角波発振回路を示す。
第７図において、１６はオペアンプもしくはコンパレー
タ、１８はオペアンプ、１７は゛ンエナーダイオードで
ある。
タ、１８はオペアンプ、１７は゛ンエナーダイオードで
ある。
まず、Ｂ点が基準電位に対して＋Ｖｚ（Ｖｚはツェナー
電圧）だったとする。Ｃ１のチャージが最初０とすると
、オペアンプ１８の出力は＋Ｖｚである。するとＡ点の
電位は、０点とＢ点の電位差をＲ２とＲ−１で分圧した
ものだから＋Ｖｚである。
電圧）だったとする。Ｃ１のチャージが最初０とすると
、オペアンプ１８の出力は＋Ｖｚである。するとＡ点の
電位は、０点とＢ点の電位差をＲ２とＲ−１で分圧した
ものだから＋Ｖｚである。
次に０１はＲ＋Ｃｔの時定数でチャージされ始め、０点
の電位は徐々に下がっていく。
の電位は徐々に下がっていく。
Ｖｓ＝Ｖｃ＋ （Ｖｅ−Ｖｃ） ・Ｒ＊／（Ｒ２＋Ｒ３
）であり、Ｖ＾の電位が基準電位より低下したとき、オ
ペアンプもしくはコンパレータ１６の出力は反転する。
）であり、Ｖ＾の電位が基準電位より低下したとき、オ
ペアンプもしくはコンパレータ１６の出力は反転する。
よって０点の電位は今までとは反対に上り始める。
このようにして三角波が発生する。
発明が解決しようとする課題
上記の従来構成のＰＷＭロジックについて述べる。電動
パワステでは、ステアリングホイールの切り始めの部分
が操舵フィーリングに大きな影響を与える。モータのア
シストが突然入ったり、突然方向が変わったのでは、違
和感があり乗りごこちが悪い。
パワステでは、ステアリングホイールの切り始めの部分
が操舵フィーリングに大きな影響を与える。モータのア
シストが突然入ったり、突然方向が変わったのでは、違
和感があり乗りごこちが悪い。
つまり、アシストを開始するとき、滑らかにモータトル
クが上昇していかなければならず、モータトルク制御に
おける微小トルク制御が必要となって（る。従来例の様
にトルク方向を指令する方式では微小トルク領域でその
トルク発生方向を含めて滑らかに制御することは無理が
あった。
クが上昇していかなければならず、モータトルク制御に
おける微小トルク制御が必要となって（る。従来例の様
にトルク方向を指令する方式では微小トルク領域でその
トルク発生方向を含めて滑らかに制御することは無理が
あった。
次に三角波発振回路である。この回路は三角波発生手段
として、原理的にＯＰアンプを２個使用している。まず
方形波をつくり、その方形波によって積分器を働かせて
いるが、部品点数が多い。さらに、コンデンサがＯＰア
ンプの出力と入力にまたがっているため、例えばハイブ
リッドＩＣ（以下ＨＩ Ｃと略す〉化する場合、コンデ
ンサが外付けになった時を考えると、出力ビンが２つ必
要となり、コストアップにつながってくる。
として、原理的にＯＰアンプを２個使用している。まず
方形波をつくり、その方形波によって積分器を働かせて
いるが、部品点数が多い。さらに、コンデンサがＯＰア
ンプの出力と入力にまたがっているため、例えばハイブ
リッドＩＣ（以下ＨＩ Ｃと略す〉化する場合、コンデ
ンサが外付けになった時を考えると、出力ビンが２つ必
要となり、コストアップにつながってくる。
本発明は上記従来の問題点を解決するもので、まず、微
小トルク領域でも精度よ（制御でき、また、ＨＩＣ化及
びＩＣ化に対しても外付は部品のためのビン数が少なく
なり、部品点数も少な（なる三角波発振回路、及びＰＷ
Ｍ信号出力回路を提供するものである。
小トルク領域でも精度よ（制御でき、また、ＨＩＣ化及
びＩＣ化に対しても外付は部品のためのビン数が少なく
なり、部品点数も少な（なる三角波発振回路、及びＰＷ
Ｍ信号出力回路を提供するものである。
課題を解決するための手段
この目的を達成するために本発明のＰＷＭ信号発生器は
、指令信号をアンプにより反転信号と非反転信号に什け
、それぞれをレベルシフトした２つの三角波によって比
較して４つのＰＷＭロジックをつくり、モータのフルブ
リッジ回路のＶｃｃｍとＧｎｄ側にそれぞれ別のＰＷＭ
信号を与え、両者のロジックのＡＮＤをとってスイッチ
ングする構成としたものである。また三角波発振器は、
原理的に１個のＯＰアンプで構成し、外付はコンデンサ
用の出力ビンを１個とすることのできる回路を用い、そ
れをレベルシフト回路によって２つのレベルの違う三角
波として出力するものである。
、指令信号をアンプにより反転信号と非反転信号に什け
、それぞれをレベルシフトした２つの三角波によって比
較して４つのＰＷＭロジックをつくり、モータのフルブ
リッジ回路のＶｃｃｍとＧｎｄ側にそれぞれ別のＰＷＭ
信号を与え、両者のロジックのＡＮＤをとってスイッチ
ングする構成としたものである。また三角波発振器は、
原理的に１個のＯＰアンプで構成し、外付はコンデンサ
用の出力ビンを１個とすることのできる回路を用い、そ
れをレベルシフト回路によって２つのレベルの違う三角
波として出力するものである。
作用
この構成によって、微小トルク領域の制御が正確に行わ
れ、かつＨＩＣ化、ＩＣ化に適したコントローラが実現
できる。
れ、かつＨＩＣ化、ＩＣ化に適したコントローラが実現
できる。
実施例
以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説
明する。
明する。
第１図は本発明の一実施例におけるＰＷＭロジック回路
を示すものである。第１図において、２０は非反転アン
プ、２１は反転アンプ、２２〜２５はコンパレータ、２
６は三角波発振器２８で作られた三角波を＋側にレベル
シフトするレベルシフト回路、２７は三角波発振器２８
で作られた三角波を一側にレベルシフトするレベルシフ
ト回路、２９〜３２はスイッチング素子で、３３はモー
タである。
を示すものである。第１図において、２０は非反転アン
プ、２１は反転アンプ、２２〜２５はコンパレータ、２
６は三角波発振器２８で作られた三角波を＋側にレベル
シフトするレベルシフト回路、２７は三角波発振器２８
で作られた三角波を一側にレベルシフトするレベルシフ
ト回路、２９〜３２はスイッチング素子で、３３はモー
タである。
以上の様に構成された本実施例のＰＷＭロジック回路に
ついて、以下その動作を説明する。
ついて、以下その動作を説明する。
まず、三角波発振器２８で作られた三角波はレベルシフ
ト回路２６．２７により、＋側と一例にそれぞれ一定量
だけレベルシフトされた２つの三角波となる。＋側をＴ
Ｈｌ−側をＴＬと表すことにする。一方、指令信号は反
転及び非反転アンプによってそれぞれ逆相の２つの指令
となる。
ト回路２６．２７により、＋側と一例にそれぞれ一定量
だけレベルシフトされた２つの三角波となる。＋側をＴ
Ｈｌ−側をＴＬと表すことにする。一方、指令信号は反
転及び非反転アンプによってそれぞれ逆相の２つの指令
となる。
Ａ信号は第１のロジック信号で、非反転指令がＴＨより
も大きいときにスイッチング素子２９をＯＮする。
も大きいときにスイッチング素子２９をＯＮする。
Ｂ信号は第２のロジック信号で、非反転指令がＴＬより
も小さいときにスイッチング素子３０をＯＮする。
も小さいときにスイッチング素子３０をＯＮする。
Ｄ信号は第３のロジック信号で、反転指令がＴＨよりも
大きいときにスイッチング素子３１をＯＮする。
大きいときにスイッチング素子３１をＯＮする。
Ｃ信号は第４のロジック信号で反転指令がＴＬよりも小
さいときにスイッチング素子３２をＯＮする。
さいときにスイッチング素子３２をＯＮする。
第２図はその動作波形図を示したものである。
三角波をレベルシフトしてＴＨとＴＬをつくったことに
より、スイッチング素子２９と３０又は３１と３２の間
で起こる貫通電流を防ぐことができる。
より、スイッチング素子２９と３０又は３１と３２の間
で起こる貫通電流を防ぐことができる。
第２図の説明でＢとＡは必ず休止期間が存在するので貫
通することはない。また、ＤとＣも同じである。モータ
にかかる電圧はＡとＣの論理積およびＢとＤの論理積で
ある。第２図の場合はＡ−Ｃだけに電圧がかかっており
、モータは一方向にまわっているときである。この方式
は２つの信号の論理積をとっているので、０クロス付近
のトルクが細かく制御できる。
通することはない。また、ＤとＣも同じである。モータ
にかかる電圧はＡとＣの論理積およびＢとＤの論理積で
ある。第２図の場合はＡ−Ｃだけに電圧がかかっており
、モータは一方向にまわっているときである。この方式
は２つの信号の論理積をとっているので、０クロス付近
のトルクが細かく制御できる。
第３図はモータの回転方向の切換えの様子を示す。わか
りやす（するため、三角波は１つとして図を描いている
。
りやす（するため、三角波は１つとして図を描いている
。
もし、三角波をレベルシフトしない場合は、第４図の様
にＡ−Ｄ各出力にＣＲを付け、スイッチング遅れ時間を
つくらなければならないので、例えばＨＩＣ化又はＩＣ
化するときは外付は部品が増え不利である。
にＡ−Ｄ各出力にＣＲを付け、スイッチング遅れ時間を
つくらなければならないので、例えばＨＩＣ化又はＩＣ
化するときは外付は部品が増え不利である。
次に三角波発振回路について述べる。
第５図は本発明の一実施例における三角波出力回路であ
る。第５図において、４６はＯＰアンプ、４７はバッフ
ァ、４８はレベルシフト回路である。
る。第５図において、４６はＯＰアンプ、４７はバッフ
ァ、４８はレベルシフト回路である。
ｏＰアンプ４６の出力が基準電圧よりも＋側であるとこ
れを＋Ｖｚとする。ＯＰアンプ４６の非反転入力の電位
はＶｚを第２の抵抗Ｒ６と第３の抵抗Ｒ７で分圧した値
である。もし、Ｃ１のチャージがＯとすれば、Ｃ１はＲ
５・Ｃ４の時定数でチャージされ、反転入力は基準電位
から上昇を始める。、それが非反転側の電位を越えると
出力は反転し、Ｃ１はディスチャージされ、再び電位が
下がる。
れを＋Ｖｚとする。ＯＰアンプ４６の非反転入力の電位
はＶｚを第２の抵抗Ｒ６と第３の抵抗Ｒ７で分圧した値
である。もし、Ｃ１のチャージがＯとすれば、Ｃ１はＲ
５・Ｃ４の時定数でチャージされ、反転入力は基準電位
から上昇を始める。、それが非反転側の電位を越えると
出力は反転し、Ｃ１はディスチャージされ、再び電位が
下がる。
以上の動作をくり返して三角波が形成され、コンデンサ
Ｃ６は基準電位と回路の間にあり、ＨＩＣ化もしくはＩ
Ｃ化するとき、通常基準電圧端子は外部へビンが出てい
るので、外付は用のビンは１個でよいことになる。
Ｃ６は基準電位と回路の間にあり、ＨＩＣ化もしくはＩ
Ｃ化するとき、通常基準電圧端子は外部へビンが出てい
るので、外付は用のビンは１個でよいことになる。
４８はレベルシフト回路であり、これは定電流回路から
構成されている。この回路構成によれば、Ｒ５のＶｃｅ
側からはＶｏ／Ｒ，２（ＶｏはＤｌのダイオード電圧）
の電流が流れ込み、Ｒ４のＧｎｄ側からはＶ ｏ ／
Ｒｚの電流が吸い込まれる。よってＲ３とＲ２の電位は
不定となり、三角波によってのみ決まる。レベルシフト
量はＶｏ−Ｒ，３／Ｒ２又１１ ＶＤ−Ｒ４／ Ｒ２で
ある。
構成されている。この回路構成によれば、Ｒ５のＶｃｅ
側からはＶｏ／Ｒ，２（ＶｏはＤｌのダイオード電圧）
の電流が流れ込み、Ｒ４のＧｎｄ側からはＶ ｏ ／
Ｒｚの電流が吸い込まれる。よってＲ３とＲ２の電位は
不定となり、三角波によってのみ決まる。レベルシフト
量はＶｏ−Ｒ，３／Ｒ２又１１ ＶＤ−Ｒ４／ Ｒ２で
ある。
本回路はまさにＩＣ化向きの回路となっている。
以上の様に本実施例によれば、それぞれ逆相の２つの指
令信号を２つのレベルシフトした三角波で比較するとと
もに、三角波発振器を１つのＯＰアンプで形成したので
、まず、微小トルク領域の制御が正確になったことと、
ＨＩＣ化及びＩＣ化に向いた回路構成となったことがあ
げられる。
令信号を２つのレベルシフトした三角波で比較するとと
もに、三角波発振器を１つのＯＰアンプで形成したので
、まず、微小トルク領域の制御が正確になったことと、
ＨＩＣ化及びＩＣ化に向いた回路構成となったことがあ
げられる。
なお、第１図の２２〜２５はコンパレータで構成したが
、部品の関係でＯＰアンプでもよい。また、第５図の４
９はダイオードリミッタで、ツェナーダイオードの逆直
列接続でもよい。
、部品の関係でＯＰアンプでもよい。また、第５図の４
９はダイオードリミッタで、ツェナーダイオードの逆直
列接続でもよい。
また、バッファ４７はＲ３側から流れ込む電流と、Ｒ１
側から吸い込む電流がまったく同じであれば必要としな
い。
側から吸い込む電流がまったく同じであれば必要としな
い。
発明の効果
以上の説明から明らかなように本発明は、２つの逆相の
指令信号と、２つのレベルシフトされた三角波を比較し
て、４つのＰＷＭ信号をつくることにより、 ■トルク微小領域での微細制御 ■外付けＣＲを廃止した貫通電流防止 ■ＨＩＣ化及びＩＣ化の容易さ の３点があげられる。特に■はレベルシフトした三角波
を２つ生成して、上下のスイッチング素子に休止期間を
設けたものであり、■のＨＩＣ化及びＩＣ化に大いに効
果がある。
指令信号と、２つのレベルシフトされた三角波を比較し
て、４つのＰＷＭ信号をつくることにより、 ■トルク微小領域での微細制御 ■外付けＣＲを廃止した貫通電流防止 ■ＨＩＣ化及びＩＣ化の容易さ の３点があげられる。特に■はレベルシフトした三角波
を２つ生成して、上下のスイッチング素子に休止期間を
設けたものであり、■のＨＩＣ化及びＩＣ化に大いに効
果がある。
さらに、三角波発振器はＯＰアンプ１個で構成している
ので、部品が少なくてすみ、又、ＨＩＣ化及びＩＣ化す
る場合は、コンデンサの外付けが容易となる。
ので、部品が少なくてすみ、又、ＨＩＣ化及びＩＣ化す
る場合は、コンデンサの外付けが容易となる。
よって、電動パワステのコントローラをより安く、より
小型につくることができる。
小型につくることができる。
第１図は本発明の一実施例におけるＰＷＭロジックの回
路図、第２図、第３図はその動作波形図、第４図は本発
明の貫通電流対策をＣＲで構成した回路図、第５図は三
角波発振回路とレベルシフト回路図、第６図は従来のＰ
ＷＭロジックの回路図、第７図は従来の三角波発振回路
図、第８図は電動パワステの概略図である。 ２２〜２５．３６〜３９・・・・・・コンパレータ、２
８．４０・・・・・・三角波発振器、２９〜３２．４１
〜４４・・・・−・スイッチング素子、３３．４５・・
・・・・モータ、２０．３４・・・・・・非反転アンプ
、２１．３５・・・・・・反転アンプ、２６．２７．４
８・・・・・・レベルシフト回路、４９・・・・・・リ
ミッタ、５０・・・・・・第１の抵抗、５】・・・・・
・第２の抵抗、５２・・・・・・第３の抵抗。
路図、第２図、第３図はその動作波形図、第４図は本発
明の貫通電流対策をＣＲで構成した回路図、第５図は三
角波発振回路とレベルシフト回路図、第６図は従来のＰ
ＷＭロジックの回路図、第７図は従来の三角波発振回路
図、第８図は電動パワステの概略図である。 ２２〜２５．３６〜３９・・・・・・コンパレータ、２
８．４０・・・・・・三角波発振器、２９〜３２．４１
〜４４・・・・−・スイッチング素子、３３．４５・・
・・・・モータ、２０．３４・・・・・・非反転アンプ
、２１．３５・・・・・・反転アンプ、２６．２７．４
８・・・・・・レベルシフト回路、４９・・・・・・リ
ミッタ、５０・・・・・・第１の抵抗、５】・・・・・
・第２の抵抗、５２・・・・・・第３の抵抗。
Claims (3)
- （１）ＤＣモータによって運転者の操舵力をアシストす
る電動パワーステアリングシステムにおいて、システム
基準電圧に対するモータ指令信号から第１の指令信号を
つくる非反転アンプと、システム基準電圧に対して逆位
相となる第２の指令信号をつくる反転アンプと、前記シ
ステム基準電圧に対して正負に変化する三角波発振器の
任意出力値をシステム基準電圧より正側にレベルシフト
した第１の三角波をつくるレベルシフト回路と、同じ値
だけ負側にレベルシフトした第２の三角波をつくるレベ
ルシフト回路と第１の指令信号が第１の三角波より大き
いときにモータ駆動回路のブリッジのスイッチング素子
をＯＮさせる第１のロジック信号と、第１の指令信号が
第２の三角波より小さいときにスイッチング素子をＯＮ
させる第２のロジック信号と、第２の指令信号が第１の
三角波より大きいときにスイッチング素子をＯＮさせる
第３のロジック信号と、第２の指令信号が第２の三角波
より小さいときにスイッチング素子をＯＮさせる第４の
ロジック信号をつくり、前記４つのロジック信号によっ
て、ＤＣモータのフルブリッジ回路を駆動させるコンパ
レータとを備えた電動パワーステアリングシステムのＰ
ＷＭ回路。 - （２）レベルシフト回路は、システム基準電圧に対して
正負に変化する三角波が第１の抵抗と第２の抵抗の接続
点に入力され、第１の抵抗の他端には任意の電流値を吐
き出す第１の電流源が接続され、第２の抵抗の他端には
上記と同じ値の電流値を吸い込む第２の電流源が接続さ
れ、第１の電流源と第１の抵抗の接続点から第１の三角
波が出力され、第２の電流源と第２の抵抗の接続点から
第２の三角波が出力される構成とした請求項１記載の電
動パワーステアリングシステムのＰＷＭ回路。 - （３）三角波発振回路のＯＰアンプ出力がダイオードリ
ミッタ又はツェナーダイオードリミッタによってシステ
ム基準電圧に対して正負同量だけリミットされ、前記Ｏ
Ｐアンプの出力側と非反転入力に第１の抵抗が接続され
、非反転入力とシステム基準電圧に第２の抵抗が接線さ
れ、出力と反転入力に第３の抵抗が接線され、反転入力
とシステム基準電圧にコンデンサが接続され、三角波出
力はＯＰアンプの反転入力から取り出される構成とした
請求項１記載の電動パワーステアリングシステムのＰＷ
Ｍ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1036855A JPH02216362A (ja) | 1989-02-15 | 1989-02-15 | 電動パワーステアリングシステムのｐｗｍ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1036855A JPH02216362A (ja) | 1989-02-15 | 1989-02-15 | 電動パワーステアリングシステムのｐｗｍ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02216362A true JPH02216362A (ja) | 1990-08-29 |
Family
ID=12481399
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1036855A Pending JPH02216362A (ja) | 1989-02-15 | 1989-02-15 | 電動パワーステアリングシステムのｐｗｍ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02216362A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0515157A (ja) * | 1991-07-01 | 1993-01-22 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JPH0622590A (ja) * | 1992-07-02 | 1994-01-28 | Nippondenso Co Ltd | 負荷体駆動装置 |
| JPH0633776U (ja) * | 1992-10-09 | 1994-05-06 | 光洋精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
| JPH06173049A (ja) * | 1992-03-31 | 1994-06-21 | Toshiba Corp | 洗浄方法 |
| JPH0847294A (ja) * | 1994-07-29 | 1996-02-16 | Fujitsu Ltd | 直流サーボモータの制御装置及び方法 |
| JP2001268977A (ja) * | 2000-03-17 | 2001-09-28 | New Japan Radio Co Ltd | Ｐｗｍ信号発生方法及びｐｗｍ回路 |
| WO2014171027A1 (ja) * | 2013-04-17 | 2014-10-23 | 日本精工株式会社 | 多相モータの制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60255089A (ja) * | 1984-05-28 | 1985-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | モ−タ駆動用パルス幅変調回路 |
-
1989
- 1989-02-15 JP JP1036855A patent/JPH02216362A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60255089A (ja) * | 1984-05-28 | 1985-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | モ−タ駆動用パルス幅変調回路 |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0515157A (ja) * | 1991-07-01 | 1993-01-22 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JPH06173049A (ja) * | 1992-03-31 | 1994-06-21 | Toshiba Corp | 洗浄方法 |
| JPH0622590A (ja) * | 1992-07-02 | 1994-01-28 | Nippondenso Co Ltd | 負荷体駆動装置 |
| JPH0633776U (ja) * | 1992-10-09 | 1994-05-06 | 光洋精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
| JPH0847294A (ja) * | 1994-07-29 | 1996-02-16 | Fujitsu Ltd | 直流サーボモータの制御装置及び方法 |
| JP2001268977A (ja) * | 2000-03-17 | 2001-09-28 | New Japan Radio Co Ltd | Ｐｗｍ信号発生方法及びｐｗｍ回路 |
| WO2014171027A1 (ja) * | 2013-04-17 | 2014-10-23 | 日本精工株式会社 | 多相モータの制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置 |
| JP5655975B1 (ja) * | 2013-04-17 | 2015-01-21 | 日本精工株式会社 | 多相モータの制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置 |
| US9362860B2 (en) | 2013-04-17 | 2016-06-07 | Nsk Ltd | Multi-phase motor control apparatus and electric power steering apparatus using the same |
| US9667179B2 (en) | 2013-04-17 | 2017-05-30 | Nsk Ltd. | Multi-phase motor control apparatus and electric power steering apparatus using the same |
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