JPH0221712A - 標本化周波数変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下、本発明を次の順序で説明する。

Ａ　産業上の利用分野 Ｂ　発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ　発明が解決しようとする課題 Ｅ　課題をを解決するための手段 Ｆ　作用 Ｇ　実施例 Ｇ、標本化周波数変換装置の全体構成の説明（第１図） ６２標本化周波数変換装置の各構成要素の説明（第２図
〜第７図） Ｇ２−１ディジタル信号処理部（第２図）Ｇ！−□　ロ
ーカルクロック発生部 Ｇ！−１変換制御部（第３図〜第７図）Ｇ！−：ｌ−１
イベ〉・ト検出部（第３図、第４図）ａｔ−ｓ−を適応
予測処理部（第５図、第６図）Ｇ１−２−３係数アドレ
ス発生部（第７図）Ｈ発明の効果 Ａ　産業上の利用分野 本発明は、人力サンプル列を異なる標本化周波数の出力
サンプル列に変換する標本化周波数変換装置に関し、例
えば、各種ＰＣＭオーディオ信号伝送方式間等での標本
化周波数の変換処理に適用される。

Ｂ　発明の概要 本発明は、入力サンプル列を異なる標本化周波数の出力
サンプル列に変換する標本化周波数変換装置におい°ζ
、入力標本化周期とローカルクロック周期どの比および
出力標本化周期とローカルクロック周期との比を誤差値
の累積加算処理にて予測演算し、上記各比データの除算
値を累積加算することにより得られるフィルタ係数アド
レスデータに基づいて入力サンプル列に捕間処理を施し
て、精度の高い出力サンプル列を得るようにしたもので
ある。

Ｃ従来の技術 従来より、標本化周波数が４４．１ｋＨｚのＰＣＭオー
ディオ信号を記録したコンパクトディスク（ＣＤ）、入
力オーディオ信号を４４．０５６ｋＨｚの標本化周波数
で標本化してＰＣＭデータに変換する処理およびその逆
変換処理を行うＰＣＭプロセッサや、標本化周波数に３
２ｋＨｚを採用したＡモードあるいは４８ｋＨｚを採用
したＢモードでＰＣＭオーディオ信号を放送する衛星放
送システム等、それぞれ異なる標本化周波数を採用した
各種ＰＣＭ信号伝送方式が実用化されている。そして、
上記各種ＰＣＭ信号伝送方式におけるサンプリング周波
数の異なるＰＣＭ信号に互換性を持たせるためには、標
本化周波数（サンプリング・レート）を変換する標本化
周波数変換装置が必要とされる。

上記標本化周波数変換装置としては、ＰＣＭ信号をディ
ジタル・アナログ変換して得られるアナログ信号を再び
所望の標本化で標本化してＰＣＭデータに変換するもの
がある。この標本化周波数変換装置では、ディジタル・
アナログ変換器およびアナログ・ディジタル変換器を必
要とするので、構成が複雑で装置の価格が高くなるばか
りでなく、上記ディジタル・アナログ変換器およびアナ
ログ・ディジタル変換器を信号が通過するために、信号
のｆ！（例えば音質）が劣化するという欠点があった。

また、ＰＣＭ信号をアナログ信号に変換することなくデ
ィジタル信号のままで標本化周波数を変換する標本化周
波数変換装置として、第８図に示す如き構成のものが知
られている（特開昭５７−１１５０１５号公報、特開昭
６１−２０４７００号公報参照）。

すなわち、従来の標本化周波数変換装置を示す第８図の
ブロック図において、　（１０１）は変換しようとする
入力サンプル列（Ｘ、）　の標本化周波数（ｆｓ　ｌｉ
ｓ＋　）を有する標本化クロック信号（Ｆｓ（ｉ、、ｋ
）が供給されるクロック信号入力端子である。このクロ
ック信号入力端子（１０１）に供給される標本化クロッ
ク信号ＣＦｓｔｒｎ、）　　は、その周波数（ｆｓ　ｔ
ｊｎ＞　）を２Ｎ倍（例えば２？倍）に逓倍するＰＬＬ
回路（１０２）に与えられている。上記ＰＬＬ回路（１
０２）の出力側に得られる２　”　ｆｓ’ｆｉｎ＋　の
周波数の信号は、カウンタ（１０３）のクロック入力端
子（Ｃ）に供給される。

また、（１０４）は得ようとする出力サンプル列（ｙｊ
）の標本化周波数（ｆｓｉ。、））を有する標本化クロ
ック信号（Ｆ）（。、５．）が供給されるクロック信号
入力端子である。このクロック信号入力端子（１０４）
に供給される標本化クロック信号（Ｆｓｌ。、〉）は、
」二記カウンタ（１０３）のリセット入力端子（Ｒ）に
供給されるとともに、上記カウンタ（１０３）のカウン
トデータをラッチするレジスタ（１０５）のラッチ端子
（Ｌ）にラッチタイミング信号として供給されている。

なお、上記カウンタ（１０３）は、１７ｆｓｆＩｎ＋を
カウント周期とするカウント動作を行うので、Ｎビット
長を必要とする。

上記カウンタ（１０３）は、そのカウントデータが出力
標本化周波数（ｆｓ　（ｏｔ＋ｔｌ　）で上記レジスタ
（１０５）にランチされ、その直後にリセットされて、
続けて０からのカウントをスタートする。従って、上記
レジスタ（１０５）に保存されるデータは、結果的に出
力サンプルポイントの直前の入力サンプルポイントに対
する位相を示している（ただし、この位相は瞬時の値で
あり、２Ｎを１として正規化したものとして考える。）
、上記レジスタ（１０５）のホールドデータは、演算回
路（１０６）に与えられている。

また、　（１０７）は変換しようとする標本化周波数（
ｆｓｉｉ−＋）の入力サンプル列（×、）が供給される
データ入力端子である。このデータ入力端子（１０７）
に供給される入力サンプル列（Ｘ、）　は、上記演算回
路（１０６）に供給され、この演算回路（１０６）にて
所望の出力標本化周波数（ｆｓ（。ｕｔ）　）の出力サ
ンプル列（ｙＪ）に変換されて、データ出力端子（１０
８）から出力される。

上記レジスタ（１０４）に得られる位相データ（φＪ）
と入力サンプル列（Ｘｌ）と出力サンプル列（ｙＪ）と
の関係は、時間軸上で第９図のように示され、上記位相
データ（φｊ）をパラメータあるいは制御量として、上
記演算回路（１０６）にて、入力サンプル列（ｘｉ）か
ら出力サンプル列（ｙｊ）の希望する出力サンプルポイ
ントのサンプル値を多項式補間演算やディジタル・フィ
ルタリング等の手法により次のように算出することがで
きる。

例えば、多項式補間演算による直線補間（１次補間）に
よって出力サンプル値の近似値を算出する手法を示す第
１０図の模式図において、（Ｘ、）（ｘ　＋−，）は入
力サンプル列（Ｘ、）の各振幅値、（ｙ、）は出力サン
プル列（ｙｊ）の各振幅値、（φ４）は出力サンプルポ
イントの直前の入力サンプルポイントに対する位相（０
≦φ、〈１）であり、出力サンプルポイントの振幅値＜
ＶＪ）は、Ｖ　Ｊ＝Ｘ　ｌ−ｒ　＋（Ｘ　ｔ　　Ｘ　ｒ
　−＋　）・φ。

にて表され、出力サンプルポイントの位相データ（φＪ
）が求まれば、入力サンプル列の各振幅値（Ｘ　ｔ）＋
　（Ｘ　＋−＋）から算出することができる。

また、ディジタル・フィルタリングを応用する手法では
、第１１図の模式図に示すように、変喚比がＬ／Ｍ（Ｌ
、Ｍ　：整数）の標本化周波数変換を次の手順で行うこ
とができる。

先ず、入力サンプル列（Ｘｌ）　　の各サンプル間に（
Ｌ−１）個の０値をもつサンプルを充填する。

この処理の結果、見掛は工種本化周波数はＬ倍に上昇す
るが、サンプル列のもつ周波数スペクトルは変化しない
。次に、このサンプル列を（Ｌ／２）倍の標本化周波数
までの範囲で、入力標本化周波数（ｆｓ、ＮＭ、）およ
び出力標本化周波数（ｆｓ（。□ｌ）のうちの低い方の
もつ信号帯域だけを通過域とするようなローパスフィル
タの特性を有するインパルス・レスポンスからなる係数
列＜Ｋｏ、ＫＩ、Ｋｔ、〜Ｋ。

〜Ｘ２□Ｉ　＋　Ｋｘｒ）とたたみ込みを行うことによ
ってＬ倍に補間されたサンプル列が得られる。

と記し倍に補間されたサンプル列（ｙ、）を得るための
たたみ込み演算処理は、 ）’　＝　＝　””十Ｘ　ｒ　−ｚ−にｒａｔ−Ｌ、ｌ
ｊ＋　Ｘ　ｒ−Ｉｏにｒ　−Ｌ−１ｊ＋ｇ°Ｋｐ−Ｌ−
ｔ、ｊｌｊ＋　ｘ　１ｅ＋°Ｋ　ｒ　−ｔ　Ｌ　−Ｌ　
−Ｉ　ｊ＋・・・ （φ、＝φル、　１／Ｌ、　２／Ｌ、〜、（Ｌ−１）ル
）にて示され、１つの出力サンプルを算出するためには
Ｌ個おきに係数を抽出して積和演算を行えばよく、積和
演算機能を有するディジタル信号処理用プロセッサ（Ｄ
ＳＰ：　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　ｒ’ｒｏｃｅ
ｓｓｏｒ）にて行われる。なお、上記ＤＳＰによるサン
プル列（ｙ、）を得るためのたたみ込み演算処理には、
人力サンプル列（χ、）の標本化周波数”３＋１ｎ））
および／または出力サンプル列（ｙ、）　の標本化周波
数（ｆｓ（。ｕｌ、）を逓倍することにより形成される
上記ＤＳＰの駆動に適した高速クロック信号が用いられ
る。

Ｄ　発明が解決しようとする課題 ところで、上述の如＜　ＰＬＬ回路にて入力サンプル列
（ｘ８）の標本化周波数（ｆｓ（！−１）の２Ｎ倍に逓
倍して形成されるクロック信号を用いて、出力サンプル
ポイントの直前の入力サンプルポイントに対する位相に
ついて２″を１として正規化した位相データ（φ、）を
求め、」二記位相データ（φ、）をバをパラメータある
いは制御Ｉとして入力サンプル列（Ｘｔｌ　　から希望
する出力サンプルポイントのサンプル値を近似的に算出
して出力サンプル列（ｙｊ）　　を得るようにした従来
の標本化周波数変換装置では、出力サンプル値の近似誤
差を小さくするのに、上記ＰＬＬ回路の逓倍比を高めて
クロック信号の周波数を上昇させ、上記位相データ（φ
ｊ）の分解精度を高める必要がある。また、上記入力サ
ンプル列（Ｘｌ）から出力サンプル列（ｙ、）の各サン
プル値を近似的に算出するためのＤＳＰによるたたみ込
み演算処理には、上記入力サンプル列（ｘＪ）の標本化
周波数（ｆ３１ｉｎりおよび／または上記出力サンプル
列（ｙｄ　　の標本化周波数（ｆｓ＋。ｕｔｌ　）を逓
倍した高速クロック信号を必要とする。

このように従来の標本化周波数変換装置では、上記クロ
ック信号を形成するために、高速で動作するＰ　Ｌ　Ｌ
回路を必要とし、しかも、このＰ　Ｌ　Ｌ回路は入力サ
ンプル列（Ｘ、）　の標本化クロック信号（Ｆｓ　（Ｉ
　ｍ＋　）および／または出力サンプル列（ｙ、）の標
本化クロック信号（Ｆｓ　（。１１．）の周波数変動に
追従し得る充分に広いキャプチャーレンジを必要とする
という問題点がある。また、上記入力サンプル列（Ｘ、
）から出力サンプル列（ｙ４）の各サンプル値を近似的
に算出するためのたたみ込み演算処理を行うＤＳＰは、
上記入力サンプル列（Ｘ、）の標本化クロック信号（Ｆ
Ｓｉｉ　ｎ）　）および／または出力サンプル列（ｙＪ
ｌ　　の標本化クロック信号（Ｆｓ　（。工５．）から
形成される高速クロック信号で動作するために、同期が
困難になるという問題点がある。

また、従来の標本化周波数変換装置では、オーブンルー
プ制御ｎによるアベレージング処理、例えば、 １−　Ｚ−’ の演算処理にてアベレージングを行っていたので、ステ
ップ状の位相誤差が発生した場合に、ｎに依存した位相
制御量になって上記位相誤差に対応するステップ状の位
相制御量とならず制御エラーが残ってしまうという問題
点があった。

そこで、本発明は、上述の如き従来の問題点に鑑み、任
意の変換比の標本化周波数変換を高い精度で且つ簡単な
構成で行い得るようにした新規な構成の標本化周波数変
換装置を提供することを目的とするものである。

Ｅ　課題を解決するための手段 本発明に係る標本化周波数変換装置は、上述の目的を達
成するために、入力サンプル列を入力標本化周波数の整
数（２Ｍ）倍の標本化周波数のサンプル列に変換するオ
ーバーサンプリング処理手段と、上記オーバーサンプリ
ング処理手段から出力されるサンプル列のサンプル値を
一時記憶する第１のバッファメモリと、入力標本化周期
および出力標本化周期よりも短いローカルクロック周期
で動作して、入力標本化周波数の２′４倍の標本化周波
数に関するローパスフィルタのインパルス・レスポンス
特性を与えるフィルタ係数による補間演算処理を上記第
１のバッファメモリから読み出されるサンプル列に施し
て、出力標本化周波数を有する出力サンプル列の各サン
プルポイントにおける補間サンプル値を演算するディジ
タル信号処理手段と、上記ディジタル信号処理手段から
出力される出力サンプル列の補間サンプル値を一時記憶
する第２のバッファメモリと、上記ローカルクロック周
期で量子化した標本化周期の予測標本化周期に対する誤
差値を累積加算することにより、上記入力標本化周期と
上記ローカルクロック周期との比および上記出力標本化
周期と上記ローカルクロック周期との比を予測演算する
予測演算手段と、上記予測演算手段にて得られる上記各
比データを除算し、その値を累積加算することにより、
上記補間処理に必要なフィルタ係数アドレスデータを算
出して上記ディジタル信号処理手段に与える係数アドレ
ス発生手段と、上記予測演算手段あるいは係数アドレス
発生手段における各累積加算処理結果のオーバーフロー
を検出して上記各バッファメモリに対する書き込み読み
出し制御を行うメモリ制御手段と、上記ローカルクロッ
ク周期のｌ／整数（２Ｎ）の周期のローカルクロック信
号を出力するローカルクロンク発生手段とを備えて成る
ことを特徴としている。

Ｆ　作用 本発明に係る標本化周波数変換装置では、入力サンプル
列をオーバーサンプリング処理により入力標本化周波数
の整数（２Ｍ）倍の標本化周波数に変換したサンプル列
に対して、入力標本化周期および出力標本化周期よりも
短いローカルクロック周期で動作するディジタル信号処
理手段にて、上記入力標本化周波数の２′″倍の標本化
周波数に関するローパスフィルタのインパルス・レスポ
ンス特性を与えるフィルタ係数による補間演算処理を施
すことにより、出力サンプルポイントにおける補間サン
プル値を演算する。

また、この標本化周波数変換装置では、予測演算手段に
てローカルクロック周期で量子化した標本化周期の予測
標本化周期に対する誤差値を累積加算することにより、
人力標本化周期とローカルクロック周期との比および上
記出力標本化周期と上記ローカルクロック周期との比を
予測演算する。

そして、係数アドレス発生手段は、上記予測演算手段に
て得られる上記ローカルクロック周期に対する上記入力
標本化周期および上記出力標本化周期の各比データを除
算し、その値を累積加算することにより、上記補間処理
に必要なフィルタ係数アドレスデータを算出する。

さらに、この標本化周波数変換装置におけるメモリ制御
手段では、上記予測演算手段あるいは係数アドレス発生
手段における各累積加算処理のオーバーフローを検出し
て、上記オーバーサンプリング処理により得られるサン
プル列のサンプル値を一時記憶する第１のバッファメモ
リおよび上記補間演算処理により得られる出力サンプル
ボインントの各サンプル補間値を一時記憶する第２のバ
ッファメモリに対する書き込み読み出し制御を上記各累
積加算処理のオーバーフロー検出出力に応じて行って、
所望のタイミングで各サンプル列を上記各バッファメモ
リから読み出す。

Ｇ　実施例 以下１、本発明に係る標本化周波数変換装置の一実施例
について、図面に従い詳細に説明する。

０１標本化周波数変換装置の全体構成 第１図のブロック図に示す実施例は、第１の標本化周波
数（ｆｓ　（ｉ　ｎｌ　＞　の入力サンプル列（Ｘ、）
を第２の標本化周波数（ｆｓ（。ｕＬｌ）の出力サンプ
ル列（ｙ、）に変換する標本化周波数変換装置に本発明
を適用したもので、この実施例において、信号入力端子
（１）には変換しようとする入力サンプル列（Ｘ、）が
供給され、第１のクロック信号入力端子（２）には上記
入力サンプル列（Ｘ、）の標本化周波数（ｆｓ＋＋ｓ＋
）すなわち入力標本化周波数を有する第１の標本化クロ
ック信号（ＦＳ　ｕ　−＋　）が供給され、さらに、第
２のクロック信号入力端子（３）には信号出力端子（４
）に得ようとする出力サンプル列（ｙＪｌの標本化周波
数＜ｆｓ（。□））すなわち出力標本化周波数を有する
第２の標本化クロック信号（ｐｓｔ。ｕＬｌ）が供給さ
れる。

この実施例の標本化周波数変換装置は、上記信号入力端
子（１）に供給される入力サンプル列（Ｘ、）について
、その入力標本化周波数（ｆｓ＋＋＋＋ｉ）の整数（２
″）倍（この実施例ではＭ＝２）のオーバーサンプリン
グ処理を行うオーバーサンプリング部（５）と、上記オ
ーバーサンプリング部（５）にて得られる上記入力標本
化周波数（ｆｓｔ＋ａ＋）の４倍の標本化周波数（４・
ｒＳ（ｉ＋＋＋）のサンプル列のサンプル値（χ、・）
を−時記憶する第１のバッファメモリ（６）と、上記４
倍の標本化周波数（４・ｆｓ＜（Ｍ、＞に関するローパ
スフィルタのインパルス・レスポンス特性を与えるフィ
ルタ係数によるディジタルフィルタリング処理を上記第
１のバッファメモリ（６）から読み出されるサンプル列
（ｘ、・）に施すことにより出力標本化周波数（ｆｓｔ
。ｕｔｌ　）に変換したサンプル列［ｙｊｌのサンプル
ポイントにおける補間サンプル値を算出するディジタル
信号処理部（７）と、上記ディジタル信号処理部（７）
にて得られる上記出力標本化周波数（ｆｓ（。ｖｔｌ）
のサンプル列（ｙ、）の各補間サンプル債を一時記憶す
る第２のバッファメモリ（８）と、上記各バッファメモ
リ（６）。

（８）やディジタル信号処理部（７）の動作タイミング
を与えるローカルクロック信号（Ｆｃ）を形成するロー
カルクロック発生部（９）と、上記第１および第２のク
ロック入力端子（２）　、　（３）に供給される各標本
化クロック信号（ＦＳ　＜＋、、＋　）、　（ＦＳ　（
。工、ン）にて与えられる各標本化周波数（ｆｓｎ−＋
）、（ｆｓｔ。−ｃ＋）情報および上記ローカルクロッ
ク信号（Ｐｃ）にて与えられるローカルクロック周波数
（ｆｃ）情報に基づいて、上記各バッファメモリ（６）
　、　（８）やディジタル信号処理部（７）の動作制御
を行う変換制御部（１０）等にて構成されている。

０８標本化周波数変換装置の各構成要素の説明Ｇｔ−１
ディジタル信号処理部 上記ディジタル信号処理部（７）は、Ｅ記ローカルクロ
ック発生部（９）にて与えられるローカルクロック信号
（Ｐｃ）に基づいて動作するディジタル信号処理用プロ
セッサ（ＤＳＰ）にて構成されており、上記変換制御部
（１０）の係数アドレス発生部（１７）にて与えられる
係数アドレスに応じて図示しない係数メモリから読み出
される上記入力標本化周波数（ｆｓ＋ｉｓ＋）の４倍の
標本化周波数（４・ｆｓ＋ｉｎ＋）に関するローパスフ
ィルタのインパルス・レスポンス特性を与えるフィルタ
係数を用いて積和演算を行うことにより、上記第１のバ
ッファメモリ（６）から読みだされるサンプル列（Ｘ、
司に所望のディジタルフィルタリング処理を施すように
なっている。例えば、上記ディジタル信号処理部（７）
は、その補間処理の一例を第２図に模式的に示しである
ように、上記第１のバッファメモリ（６）を介して４・
ｆｓ（ｉｎｌなる転送レートで供給されるサンプル列（
ｘｉ・）について、図示し、ない係数メモリに予め書き
込まれている上記標本化周波数（４・ｆｓｆｉｌｌ）に
関スるローパスフィルタのインパルス・レスポンス特性
を与えるフィルタ係数セット（Ｃ（カ））の中心アドレ
ス（ＡＣ）と得ようとする出力標本化周波数（ｆｓ、ｏ
ｕｔ、）の出力サンプル列（ｙ））のサンプルポイント
（Ｌ、）が一致する状態で、上記サンプル列（Ｘｉ・）
の各サンプルポイントに対応する４個のフィルタ係数（
ｃｔＬ（ｃｊ）、（ｃｍ）＋（２）を上記係数メモリか
ら読み出して、上記サンプル列（Ｘｔ・）の各サンプル
ポイントの４個のサンプル値（Ｘｉ）、（ｘ））、（ｘ
＋＋）、（ｘｔ）に乗算し、各乗算出力を加算する積和
演算を行うことによって、出力サンプル列（ｙＪ）のサ
ンプルポイント（１Ｊ）における補間サンプルｆａ（ｙ
ｒ）を算出する。

Ｇ！−２０一カルタロノク発生部 上記ローカルクロック発生部（９）は、ｆｃ＝Ｋ・ｆｏ
なるローカルクロック周波数（「Ｃ）で発振する水晶発
振器等にて構成されている。上記には２のべき乗の整数
（２Ｍ）で、また、上記周波数（ｆｏ）は入力サンプル
列（Ｘ、）の標本化周波数（ｆｓ（ｉｎｌ）および出力
サンプル列（ｙ、）の標本化周波数（ｆｓｔ。

ｕｔｌ）よりも高い周波数である。上記各標本化周波数
（ｆｓ　（ＩＩＩＩＬ　（ｆｓ　（。ｕＬ））は−船釣
に４８ｋＨｚ近傍あるいはそれ以下の周波数で、上記周
波数（ｆｏ）は４８ｋＨｚ近傍に設定される。そして、
上記ローカルクロック周波数（ｆｃ）は、上記ディジタ
ル信号処理部（７）を構成するＤＳＰチップに適した周
波数で、出力サンプル列（ｙ、）　の量子化誤差が１ス
テップ以下どなるディジタル・フィルタリング処理を上
記ディジタル信号処理部（７）にて行うことができる周
波数に設定される。

Ｇ！−１変換制御部 また、上記変換制御部（１０）は、上記ローカルクロッ
ク発生部（ｌＯ）から供給される上記ローカルクロック
信号（Ｆｃ）を計数するに進カウンタ（１１）、上記に
進カウンタ（１１）の計数出力に基づいて各標本化クロ
ック信号（ＰＳｔｉ、、＋）、（ＦＳ＋ｏｕｔ＋）から
ローカルクロック周期（Ｔｏ＝１／ｆｏ）と各標本化周
期（Ｔｓｔｉ、、＋＝　１　／　ｆｓ　ｆｉａｔ　）＋
　（Ｔｓ　（。ｕＬ）　＝　１　／　Ｉｓ　＋ｏｕＬ！
　）ｇの各相対時間差（ｄ　ｔｑ　ｔｉ　ｎｌ　／　Ｔ
ｏ）　＋　（ｄ　ｔ、　（。。。／ＴＯ）を計測する第
１および第２のイベント検出部（１２）　、　（１３）
や各種タイミング信号を形成するタイミング発生部（１
４）、上記各イベント検出部（１２）　、　（１３）に
より計測される各相対時間差（ｄ　５　ｔｉ　ａｌ　／
　Ｔｏ）　＋　（ｄ　ｔｑ　＋ｏｕｔｙ／Ｔｏ）に基づ
いて上記各標本化クロツク信号（ＰＳｔｉ７．）、　（
ＦＳ　ｔ。。２．）の各予測標本化用１１Ｊ１（ＴＳａ
ｉｔ　（Ｉｎ＋／　Ｔｏ）　、　（Ｔｓ、、ｚ　ｔ。−
ｔｉ　／　Ｔｏ）を演算する第１および第２の適応予測
処理部（１５）、（１６）　、上記各適応予測処理部（
１５）　、　（１６）にて得られる各予測標本化周期（
Ｔｓ＊５ｔｔｔＡ＋／Ｔｏ）、（Ｔｓ＊ｍｔ＋。□、／
↑０）に基づいて上述の係数アドレスを演算する係数ア
ドレス発生部（１７）等にて構成されている。

Ｇ□−３−、イベント検出部 上記各イベント検出部（１２）　、　（１３）は、上記
各クロック信号入力端子（２）　、　（３）から供給さ
れる各標本化クロック信号（ＦＳ　（１ｍｌ　）　、　
（ＦＳ　（。１．）の各標本化周期（Ｔｓ（ｉａｌ　）
＋　（Ｔｓ　ｔ。＠い）と上記ローカルクロック周期（
Ｔｏ＝ｌ／ｌｏ）との各相対時間差（ｄ　ｔｏ　（ｒ　
ａｌ　）（ｄｔ、ｔ。ｕＬｌ）を計測するものであるが
、実時間ではクロックジッタ等の影響により高精度に計
測することができないので、この実施例では、上記各標
本化クロック信号（ＦＳ　ｔｉ　＋＋１　）　＋　（Ｆ
Ｓ　（。１ｔ））について、上記各標本化周期（Ｔｓ　
１１＋＋＋　）＋　（Ｔｓ　１ｅｎｄ＋　）よりも短い
ローカルクロック周期（Ｔｏ＝１／ｆｏ）毎に各エツジ
部または同期パターンを検出して、上記各標本化周期（
Ｔｓｔｔ、ｌ＋）、（Ｔｓｔｏｍｃ＋）と上記ローカル
クロック周期（Ｔｏ）との各相対時間差（ｄｔｑｔ＋ｆ
ｉ、）＋（ｄｔｑｔ。ｕＬ）　）を上記ローカルクロッ
ク信号の周波数（Ｐｃ）で与えられる単位時間（Ｔｃ＝
　ｌ　／Ｐｃ）の時間軸上で計測する演算処理を上記に
進カウンタ（１１）のカウンタ出力に基づいて行うよう
にしている。

すなわち、上記各イベント検出部（１２）　、　（１３
）を代表して第１のイベント検出部（１２）における演
算処理の機能構成を示す第３図のブロック図において、
入力標本化用！’Ｊｌ　（Ｔｓ　（＋　ａｌ　）情報が
与えられる加算器（２１）は、上記入力標本化周期（Ｔ
ｓ　ｔｉ　ｎｌ　）情報をレジスタ（２２）に−時記憶
されているｌ標本化周期（Ｔｓ　ｔｒ　−＋　）前の相
対時間差（ｄｔ（−１１）情報に加算する累積加算演算
を行い、その加算出力情報として上記入力標本化周期（
Ｔｓ　ｃｉ　、、＋　）とローカルクロック周期（Ｔｏ
）との相対時間差（ｄｔ）を示す計測情報を形成し、こ
の相対時間差（ｄｔ）情報を上記レジスタ（２２）に供
給するとともに量子化回路（２３）に供給する。

そして、上記量子化回路（２３）は、第４図に示すよう
に、上記加算器（２１）の加算出力として与えられる相
対時間差（ｄｔ）情報を上記ローカルクロック信号の周
波数（Ｆｃ）で与えられる単位時間（Ｔｃ）の時間軸上
で計測して、上記相対時間差（ｄ　ｔ）情報を上記ロー
カルクロック周期（Ｔｏ）に対する比で示す測定相対時
間差（ｄｔａ／Ｔｏ）を算出して出力する。

６２〜．−よ適応予測処理部 上記各イベント検出部（１２）　、　（１３）にて得ら
れる各計測相対時間差（ｄｔｑ　（ｉｌｌ　／　Ｔｏ）
　＋　（ｄｔｑ　ｆ＋１ｗｔ）　／　Ｔｏ）情報が供給
される上記第１および第２の適応予測処理部（１５）　
、　（１６）では、計測相対時間差（ｄｔＱ／Ｔｏ）情
報に基づいて、入力標本化周期（Ｔｓ＋ｉ＋ｏ）および
出力標本化周期（Ｔｓ　（。Ｕい）を上記ローカルクロ
ック周期（Ｔｏ）に対する比で示す予測入力標本化周期
（Ｔｓａｓｔ　１１ａｌ　／　Ｔｏ）および予測出力標
本化周期（Ｔｓｏ、５．。ｕｔ＋／Ｔｏ）をぞれぞれ算
出する演算処理を行う。

すなわち、上記各適応予測処理部（１５）　、　（１６
）を代表して第１の適応予測処理部（１５）の機能構成
を示す第５図のブロック図において、上記計測相対時間
差（ｄｔＱ／Ｔｏ）情報が与えられる第１の加算器（５
１）は、第２の加算器（５２）の加算出力として与えら
れる予測相対時間差（ｄＬｓｔ／　Ｔｏ）情報を上記計
測相対時間差（ｄ　ｔｑ　／　Ｔｏ）情報から減算して
、上記予測相対時間差（ｄｔａｓｔ／↑０）情報に対す
る上記計測相対時間差（ｄｔ、／Ｔｏ）情報の誤差を算
出する。

そして、上記第１の加算器（５１）にて得られる誤差情
報をエラーモニタリング部（５３）にて観測して、第６
図に示すように、計算処理部（５４）により上記誤差情
報に基づいて計算される次の予測標本位置に対する補正
情報Δ（Ｔｓ　ｌｉ　、ｙ　／　Ｔｏ）が第３の加算器
（５５）に与えられるようになっている。

上記第３の加算器（５５）は、第１のレジスタ（５６）
を介して帰還される１予測入力槽本化周期（ＴＳａｓｔ
（ｉ＋＋１）前の予測入力標本他用Ｍ（Ｔｓ＊ｍｔ＋＋
−＋／Ｔｏ）、−０情報に上記補正情報Δ（Ｔｓ　ｌｉ
　ｎｌ　／　Ｔｏ）を加算することにより予測入力標本
化周期（Ｔｓ＊ｓｔ　ｆｉ＋＋）　／　Ｔｏ）を算出し
て出力する。なお、上記第１のレジスタ（５６）には、
上記第３の加算器（５２）の出力すなわち予測入力標本
化周期（Ｔ！ｌ＊ｓｚ　＋＝ｎ、／　Ｔｏ）情報の初期
値（Ｔ、。）情報が予め与えられている。

そして、Ｊ二記第３の加算器（５５）にて得られる上記
予測入力標本化周期（Ｔｓ＊ｓｔ　（ｉｍｌ　／　Ｔｏ
）情報は、上記第１のレジスタ（５６）と第２の加算器
（５２）に与えられる。

また、上記２の加算器（５２）は、第２のレジスタ（５
７）を介して帰還される１予測入力棒本化周朋（ＴＳ＊
ｇＬｆｉｎ＋）前の予測相対時間差（ｄｔａｓｔ／　Ｔ
ｏ）　（−ｎ情報に上記予測入力標本他用ｐＪｌ（丁！
ｉｔｓ□ｉａｌ／Ｔｏ）情報を加算することにより、予
測相対時間差（ｄｔｓｉｔ／Ｔｏ）情報を算出して出力
する。なお、上記第２のレジスタ（５７）には、上記第
２の加算器（５２）から出力する予測相対時間差（ｄｔ
＊ｓｔ／　Ｔｏ）情報の初期値Ｃｄｔ９゜）情報が予め
与えられている。

そして、上記第２の加算器（５２）の出力すなわち上記
予測相対時間差（ｄｔｓｔｔ／”）情報は、上記第２の
レジスタ（５７）と第１の加算器（５１）に与えている
。

ここで、上記各レジスタ（５６）　、　（５７）に与え
られる各初期値（ａｔｑ６）　＋　ＣＴｓ＠。）情報は
、例えば相対時間差（ａｔｑ）の直接量子化計測により
得られるようにしている。

このように、上記第３の加算器（５５）にて得られる予
測入力標本化周期（ＴＳＩＩＩＬ　ｔｒｎ＋　／　Ｔｏ
）情報を上記第２の加算器（５２）に与えて予測相対時
間差（ｄｔ−−Ｌ　／　Ｔｏ）を算出するとともに、上
記第２の加算器（５２）にて得られる予測相対時間差（
ｄｔ＊ｓｔ／Ｔｏ）情報に対する上記計測相対時間差（
ｄｔｑ／ＴＯ）情報の誤差を上記第１の加算器（５１）
にて算出し、上記第１の加算器（５１）にて得られる誤
差情報に基づいて上記計算処理部（５４）により計算さ
れる補正情報Δ（Ｔｓ　ｔ＝　ｌｌｌ　／　Ｔｏ）を上
記第３の加算器（５５）に帰還して上記予測入力標本化
周期（Ｔｓ＊ｓ□１ｆｉ）／Ｔｏ）を補正することによ
り、相対時間差（ｄｔ、）の直接量子化計測にて得られ
る相対時間差情報に基づいてフィルタを用いない適応予
測により極めて正確な予測入力標本化周期（Ｔｏａｓｔ
　（１＋ｃ）　／Ｔｏ）情報を得ることができる。また
、上記予測相対時間差（ｄｔ＊ｉｃ／　Ｔｏ）情報は、
正確な予測入力標本化周期（ＴＳｅｓ□−１／Ｔｏ）に
て更新することにより、長い時間に亘って測定相対時間
差（ｄｔ、）の観測範囲内にあるように保証される。な
お、上記補正情報Δ（Ｔｓ　、ｒ　ＩＩ）　／　Ｔｏ）
による補正は、上記予測入力標本化周期（ＴＳ＊ｔｔｕ
ｓ）／Ｔｏ）情報に過度の変化を与えて位相反転や歪み
が発生しない範囲で行われる。

なお、測定相対時間差（ｄｔ４）に対して予測相対時間
差（ｄｔｅｓｔ）がどこにあるというイベントの履歴は
、予測人力標本化周期（Ｔｓ、％□□Ｉｌｌ／Ｔｏ）を
適正に補正するための計算にも用いることができる。

例えば、予測入力標本化周期（Ｔｓ＊ｓｔ　ｆｉＡ、）
を一定として、予測相対時間差（ｄｔｅｓｔ）が測定相
対時間差（ｄｔ、）の範囲以下の値から該測定相対時間
差（ａｔ、）の範囲以上の値に変化するのに、５００サ
ンプル分かかったとすると、現在の予測入力標本化周期
（ＴＳａｓｔ　（１ｙ　）との誤差は測定相対時間差（
ｄｔ４）の量子化ステップの１１５００と予測すること
がきる。

また、上記予測人力標本化周期（Ｔｓｅｓｔｔ＋７））
の変化を監視しての更にＩ［雑な場合にも、勿論、更に
複雑なアルゴリズムによって処理することができる。

Ｇ！−３−ｆｆ係数アドレス発生部 上記各適応予測処理部（１５）　、　（１６）における
上述の如き演算処理によりそれぞれ得られる予測入力標
本化周期（ＴＳ＊ｓい＝−＋／Ｔｏ）情報および予測出
力標本化周期（ＴＳ＠ｓ□。ｕｔ＋／Ｔｏ）情報が供給
される上記係数アドレス発生部（１７）では、上記予測
入力標本化周期（ＴＳｅｓ□ｔｎ＋／Ｔｏ）と予測出力
標本化周期（ＴＳｌｌ＄Ｌ（。ｕｔ＋／Ｔｏ）との比か
ら、上述のディジタル信号処理部（７）において補間処
理に必要な４個のフィルタ係数（ｃｔ）、（ｃ＝Ｌ（ｃ
ｋ）、（ｃｈ）を係数メモリから読み出すための係数ア
ドレスを次のようにして発生する。

すなわち、上述の標本化周波数（４・ｆｓｔ＋ａ＋）に
関スるローパスフィルタのインパルス・レスポンス特性
を与えるフィルタ係数セット（ｃ（２”Ｎが予め書き込
まれている図示しない係数メモリのサイクリングなアド
レス空間に関する各四分円に対して、上記係数アドレス
発生部（１７）では、先ず、上記アドレス空間を示すア
ドレス変数（ｘ）の初期値として第１四分円の区間（０
〜０．２５）に位置するフィルタ係数（Ｃ６）を読み出
す係数アドレス（Ａ　Ｉ）を与え、 Ｘ　＋ａｉ＋　”　［Ｘ　ｉｌｌ　＋０．２５１　論ｏ
ｄ　１の演算にて第２四分円における係数アドレス（Ａ
ｘ）を与え、 Ｘ　　ｔｈｓ＋　−［Ｘ　　、ａｎ　＋０．２５］　　
ｍａｄ　１の演算にて第３四分円における係数アドレス
（Ａ、）を与え、 Ｘ　ｔｓａ＋　−［Ｘ　＋ｍｓ＋　＋０．２５］　ｔｓ
ｏｄ　１の演算にて第４四分円における係数アドレス（
Ａ４）を与える。

そして、次の、サンプルポイントの値の演算に必要な係
数アドレスの演算処理では、オーバーフローがあれば Ｘ　（ａｎ−［Ｘ　ｎａｒ　　Ｔｓ　（ｏ＊ｔ＋　］　
ｓｏｄ　１の演算にて第１四分円における係数アドレス
（ＡＩ）を与え、また、オーバーフローがない場合には
、Ｘ　　（Ａｌｌ　＝　　［Ｘ　　ｔＡａ＋　　＋０．
２５］　　ｓｏｄ　１の演算にて上記係数アドレス（Ａ
、）を与える。

この場合、上記ｘ　＝　［ｘ　＋０．２５）　ｍｏｄ　
１　　の演算は、ｆｓ　（ａｕＬｌ　＞　ｆｓ　ｆｉｎ
＋　のアンプ変換モードの場合、実際上の比率（Ｔｓ　
ｆｏｕＬ）　／　ＴＳ　（ｉｎｌ　）　＜　１　　を２
進分数に等しい量子化ステップで計算することによって
ｎｏｄ　？４ｉｉ　算を不要にし、しかも、実際には、
Ｔｓ　１ｏｕＬｌ　／　Ｔｏ　＞　１ なる比の値と Ｔｓ　ｒ、ｒｎ＋　／　Ｔｏ＞　１ なる比の値を上記各適応予測処理部（１５）　、　（１
６）にて予、１１１入力標本化周期（Ｔｓａｉｔ　ｆｉ
ｎ）　／　”）および予測出勾標本他用！’Ｊｌ　（Ｔ
ｓａｉｔ　ｔｏｕｔ＋　／　Ｔｏ）として演算し、ト記
係故アドレス発生部（１７）では、第７図に示すような
機能構成により演算処理を行うことによって、上記各標
本化周期（Ｔｓ＊ｔｔｔ＋＋＋＋／Ｔｏ）、（Ｔｓａｍ
ｔ、。。。／Ｔｏ）情報に基づいて各係数アドレスを算
出する際に、 ［Ｔｓ　（。１、／　Ｔ　Ｓ　＋　ｔ　ｎ　、　コ　＝
［Ｔｓ（。ｕｔ＋／Ｔｏ］　　＊　　２　　ｎ／　［Ｔ
ｓ　ｔｒ　、ｕ　／　Ｔｏ　］なる実際の計算によって
、上記出力標本化周期（Ｔｓｔｃｕｔ＋）と人力標本化
周期（Ｔｕｔ−＋）との比を正規化された高い精度の値
［Ｔｓ　（。工ｔ＋　／　丁ｓ　ｕ　＋＋ｌ　］　　と
して得るようにしている。

上記係数アドレス発生部（１７）における演算処理の機
能構成を示す第７図において、上記予測入力標本化周期
（Ｔｓａｉｔ　ｌｉ＊ｌ　／　Ｔｏ）情報および予測出
力標本化周期（Ｔｈａｔ□。□＋／Ｔｏ）情報が除算器
（７１）に供給されており、この除算器（７１）による
除算出力（Ｔｓａｓｔ　ｌｏｕ＆＋　／Ｔｓａｉｔ　（
ｉ＋ｔ）　）が供給される加算器（７２）にて、レジス
タ（７３）およびオーバーフローチエツク回路（７４）
を介して帰還される１周期前の係数アドレスデータおよ
びそのオーバーフローチエツクデータ（２−’）を累積
加算することによって新たな係数アドレスデータを算出
している。また、上記オーバーフローチエツク回路（７
４）によるオーバーフローチエツクデータは、上述のデ
ィジタル信号処理部（７）における補正処理に必要なサ
ンプル列ｆＸｔ・）のサンプル値（Ｘ　ｔ・）の２回読
み出し等の上述の第１のバッファメモリ（６）の制御に
用いられている。

Ｈ発明の効果 本発明に係る標本化周波数変換装置では、入力サンプル
列をオーバーサンプリング処理により入力標本化周波数
の整数（２Ｍ）倍の標本化周波数変換したサンプル列に
対して、入力標本化周期および出力標本化周期よりも短
いローカルクロック周期で動作するディジタル信号処理
手段にて、上記入力標本化周波数の２Ｍ倍の標本化周波
数に関するローパスフィルタのインパルス・レスポンス
特性を与えるフィルタ係数による補間演算処理を施すこ
とにより、出力サンプルポイントにおける補間サンプル
値を高い精度で演算することができる。また、この標本
化周波数変換装置では、予測演算手段にてローカルクロ
ック周期で量子化した標本化周期の予測標本化周期に対
する誤差値を累積加算することにより、入力標本化周期
とローカルクロック周期との比および上記出力標本化周
期と上記ローカルクロック周期との比を予測演算し、係
数アドレス発生手段が、上記予測演算手段にて得られる
上記ローカルクロック周期に対する上記入力標本化周期
および上記出力標本化周期の各比データを除算して、そ
の値を累積加算することにより、ステップ状の位相誤差
に対しても制御エラーを発生することなく上記補間処理
に必要なフィルタ係数アドレスデータを高い精度で算出
することができる。さらに、この標本化周波数変換装置
におけるメモリ制御手段では、上記予測演算手段あるい
は係数アドレス発生手段における各累積加算処理のオー
バーフローを検出して、上記オーバーサンプリング処理
により得られるサンプル列のサンプル値を一時記憶する
第１のバッファメモリおよびと記捕間演算処理により得
られる出力サンプルボインントの各サンプル補間値を一
時記憶する第２のバッファメモリに対する書き込み読み
出し制御を上記各累積加算処理のオーバーフロー検出出
力に応じて行って、所望のタイミングで各サンプル列を
上記各バッファメモリから読み出すことができ、簡単な
構成で、任意の変換比の標本化周波数変換を高い精度で
行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る標本化周波数変換装置の構成を示
すブロック図、第２図は上記標本化周波数変１０装置を
構成するディジタル信号処理部の動作を説明するための
模式図、第３図は上記標本化周波数変換装置を構成する
イベント検出部の機能構成を示すブロック図、第４図は
上記イベント検出部の動作を説明するための模式図、第
５図は上記標本化周波数変換装置を構成する適応予測処
理部の機能構成を示すブロック図、第６図は上記適応予
測処理部の動作を説明するための模式図、第７図は上記
標本化周波数変換装置を構成する係数アドレス発生部の
機能構成を示すブロック図である。 第８図は従来の標本化周波数変換装置の構成例を示すブ
ロック図、第９図は上記従来の標本化周波数変換装置に
おける入力サンプル列と出力サンンブル列の位相関係を
示す模式図、第１０図および第１１図は上記従来の標本
化周波数変換装置における真綿補間処理動作およびディ
ジタルフィルタリング処理動作を説明する許→ための各
模式図である。 （１）・・・・・信号入力端子 （２）、（３）　　・・・クロ２り入力端子（４）・・
・・・信号出力端子 （５）・・・・・オーバーサンプリング部（６）、（８
）　　・・・バッファメモリ（７）・・・・・ディジタ
ル信号処理部（９）・・・・・ローカルクロック周期部
（１０）　　・・・・・変換制ｔｎ部

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力サンプル列を入力標本化周波数の整数（２＾Ｍ）倍
   の標本化周波数のサンプル列に変換するオーバーサンプ
   リング処理手段と、 上記オーバーサンプリング処理手段から出力されるサン
   プル列のサンプル値を一時記憶する第１のバッファメモ
   リと、 入力標本化周期および出力標本化周期よりも短いローカ
   ルクロック周期で動作して、入力標本化周波数の２＾Ｍ
   倍の標本化周波数に関するローパスフィルタのインパル
   ス・レスポンス特性を与えるフィルタ係数による補間演
   算処理を上記第１のバッファメモリから読み出されるサ
   ンプル列に施して、出力標本化周波数を有する出力サン
   プル列の各サンプルポイントにおける補間サンプル値を
   演算するディジタル信号処理手段と、 上記ディジタル信号処理手段から出力される出力サンプ
   ル列の補間サンプル値を一時記憶する第２のバッファメ
   モリと、 上記ローカルクロック周期で量子化した標本化周期の予
   測標本化周期に対する誤差値を累積加算することにより
   、上記入力標本化周期と上記ローカルクロック周期との
   比および上記出力標本化周期と上記ローカルクロック周
   期との比を予測演算する予測演算手段と、 上記予測演算手段にて得られる上記各比データを除算し
   、その値を累積加算することにより、上記補間処理に必
   要なフィルタ係数アドレスデータを算出して上記ディジ
   タル信号処理手段に与える係数アドレス発生手段と、 上記予測演算手段あるいは係数アドレス発生手段におけ
   る各累積加算処理結果のオーバーフローを検出して上記
   各バッファメモリに対する書き込み読み出し制御を行う
   メモリ制御手段と、 上記ローカルクロック周期の１／整数（２＾Ｎ）の周期
   のローカルクロック信号を出力するローカルクロック発
   生手段とを備えて成る標本化周波数変換装置。