JPH02223078A - 速度復調制御方式 - Google Patents
速度復調制御方式Info
- Publication number
- JPH02223078A JPH02223078A JP4158989A JP4158989A JPH02223078A JP H02223078 A JPH02223078 A JP H02223078A JP 4158989 A JP4158989 A JP 4158989A JP 4158989 A JP4158989 A JP 4158989A JP H02223078 A JPH02223078 A JP H02223078A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- speed
- section
- period
- controlled
- phase
- Prior art date
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- Pending
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- Moving Of Head For Track Selection And Changing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
被制御部からの２相の位置信号を基に、被制御部の移動
速度をディジタル処理により求める速度復調制御方式に
関し、 エラーが生じない方の位相の位置信号を選択して速度を
復調することを目的とし、 被制御部からの位置信号を、演算処理部に於いて所定の
第１の周期でサンプリングし、該サンプリングにより得
られた値を基に前記被制御部の速度を算出して、駆動制
御を行う速度復調制御方式に於いて、前記演算処理部は
、前記被制御部からの２相の位置信号を各相毎にサンプ
リング部に於いて前記第１の周期より短い第２の周期で
サンプリングし、前回のサンプル値と今回のサンプル値
との差分値を求め、各相の前記差分値の絶対値を比較部
に於いて比較し、大きい方の差分値を用いて、前記第１
の周期毎に前記被制御部の速度を速度制御演算部に於い
て算出するように構成した。
速度をディジタル処理により求める速度復調制御方式に
関し、 エラーが生じない方の位相の位置信号を選択して速度を
復調することを目的とし、 被制御部からの位置信号を、演算処理部に於いて所定の
第１の周期でサンプリングし、該サンプリングにより得
られた値を基に前記被制御部の速度を算出して、駆動制
御を行う速度復調制御方式に於いて、前記演算処理部は
、前記被制御部からの２相の位置信号を各相毎にサンプ
リング部に於いて前記第１の周期より短い第２の周期で
サンプリングし、前回のサンプル値と今回のサンプル値
との差分値を求め、各相の前記差分値の絶対値を比較部
に於いて比較し、大きい方の差分値を用いて、前記第１
の周期毎に前記被制御部の速度を速度制御演算部に於い
て算出するように構成した。
本発明は、被制御部からの２相の位置信号を基に、被制
御部の移動速度をディジタル処理により求める速度復調
制御方式に関するものである。
御部の移動速度をディジタル処理により求める速度復調
制御方式に関するものである。
磁気ヘッドや光学ヘッド等の被制御部を、磁気ディスク
や光ディスク等の記録媒体上に位置決めする場合、所定
の加速、減速の特性を示す指令速度に従って被制御部を
移動させるものであり、その為に、被制御部の移動速度
を検出し、指令速度との差が零となるように、駆動モー
タを制御することになる。
や光ディスク等の記録媒体上に位置決めする場合、所定
の加速、減速の特性を示す指令速度に従って被制御部を
移動させるものであり、その為に、被制御部の移動速度
を検出し、指令速度との差が零となるように、駆動モー
タを制御することになる。
被制御部の移動速度は、被制御部からの位置信号を基に
算出することができるものであり、その位置信号は、９
０度位相が異なる２相構成が一般的であって、例えば、
サーボトラックから読取ったサーボ情報を基に形成され
るものである。又位置信号から速度を復調する為に、従
来はアナログ処理によるものが一般的であったが、最近
はディジタル回路の高密度集積回路化が可能となったこ
とにより、ディジタル処理を用いる傾向にある。
算出することができるものであり、その位置信号は、９
０度位相が異なる２相構成が一般的であって、例えば、
サーボトラックから読取ったサーボ情報を基に形成され
るものである。又位置信号から速度を復調する為に、従
来はアナログ処理によるものが一般的であったが、最近
はディジタル回路の高密度集積回路化が可能となったこ
とにより、ディジタル処理を用いる傾向にある。
磁気デイクス装置に於いては、磁気ヘッドにより磁気デ
ィスク上のサーボ情報を読取り、そのサーボ情報を基に
、第４図に示す９０度位相が異なる２相の位置信号Ｎ、
Ｑを形成するものである。
ィスク上のサーボ情報を読取り、そのサーボ情報を基に
、第４図に示す９０度位相が異なる２相の位置信号Ｎ、
Ｑを形成するものである。
この位置信号Ｎ、Ｑは、磁気ヘッドが定速度で移動され
た場合を示し、２相の位置信号Ｎ、Ｑの零クロス点間が
トラックピッチＴＰを示し、又各相の位置信号Ｎ、Ｑの
直線Ｎ域ＬＮを用いて磁気ヘッドの移動速度の算出が行
われるものである。
た場合を示し、２相の位置信号Ｎ、Ｑの零クロス点間が
トラックピッチＴＰを示し、又各相の位置信号Ｎ、Ｑの
直線Ｎ域ＬＮを用いて磁気ヘッドの移動速度の算出が行
われるものである。
ディジクル処理により移動速度を算出する場合は、アナ
ログ信号の位置信号を、ＡＤ変換器により一定の周期で
サンプルホールドしてディジタル信号に変換し、そのデ
ィジタル信号を用いて演算することになる。その場合に
、大別して次の二つの方式が考えられる。
ログ信号の位置信号を、ＡＤ変換器により一定の周期で
サンプルホールドしてディジタル信号に変換し、そのデ
ィジタル信号を用いて演算することになる。その場合に
、大別して次の二つの方式が考えられる。
＋１）、 ２相の位置信号Ｎ、 Ｑをアナログ処理回
路によりそれぞれ直線領域からなる１相の位置信号に変
換し、その１相の位置信号をＡＤ変換器によりディジタ
ル信号に変換し、このディジタル信号の時間差分値と、
トラッククロスパルス（２相の位置信号Ｎ、Ｑの零りロ
ス点パルス）のカウント値の時間差分値とを別々に、そ
れぞれ同一のサンプリング周期で求めて合成し、それを
基に磁気ヘッドの速度を求める方式。
路によりそれぞれ直線領域からなる１相の位置信号に変
換し、その１相の位置信号をＡＤ変換器によりディジタ
ル信号に変換し、このディジタル信号の時間差分値と、
トラッククロスパルス（２相の位置信号Ｎ、Ｑの零りロ
ス点パルス）のカウント値の時間差分値とを別々に、そ
れぞれ同一のサンプリング周期で求めて合成し、それを
基に磁気ヘッドの速度を求める方式。
（２）、 ２相の位置信号Ｎ、Ｑをそれぞれ別個にサ
ンプリングしてディジタル信号に変換し、それぞれ所定
のサンプリング周期で差分値を求めて合成し、それを基
に磁気ヘッドの速度を求める方式。
ンプリングしてディジタル信号に変換し、それぞれ所定
のサンプリング周期で差分値を求めて合成し、それを基
に磁気ヘッドの速度を求める方式。
このような方式により求めた磁気ヘッドの速度と指令速
度とを比較して、その差が零となるように、磁気ヘッド
の位置決め移動を行うボイスコイルモータ等を駆動する
為の速度制御演算を行うものである。
度とを比較して、その差が零となるように、磁気ヘッド
の位置決め移動を行うボイスコイルモータ等を駆動する
為の速度制御演算を行うものである。
前述の（１）の方式は、２相の位置信号Ｎ、Ｑを１相の
位置信号に変換した後に、ディジタル信号に変換して一
１速度を求めるものであるが、トラック境界付近（２相
の位置信号Ｎ、Ｑの切替点付近）の信号をサンプリング
した場合に、エラーが生じ易くなる欠点があった。
位置信号に変換した後に、ディジタル信号に変換して一
１速度を求めるものであるが、トラック境界付近（２相
の位置信号Ｎ、Ｑの切替点付近）の信号をサンプリング
した場合に、エラーが生じ易くなる欠点があった。
又前述の（２）の方式は、２相の位置信号Ｎ、Ｑをそれ
ぞれディジタル信号に変換する為に、サンプリング周波
数を比較的高くする必要があり、ディジタル演算部の処
理負担が大きくなる欠点があった。
ぞれディジタル信号に変換する為に、サンプリング周波
数を比較的高くする必要があり、ディジタル演算部の処
理負担が大きくなる欠点があった。
本発明は、前記（２）の方式の欠点を除き、正確な速度
を復調することを目的とするものである。
を復調することを目的とするものである。
本発明の速度復調制御方式は、短いサンプリング周期で
２相の位置信号をサンプリングし、何れの相の位置信号
を用いるかを選定するもので、第１図を参照して説明す
る。
２相の位置信号をサンプリングし、何れの相の位置信号
を用いるかを選定するもので、第１図を参照して説明す
る。
被制御部ｌからの位置信号を、演算処理部２に於いて所
定の第１の周期でサンプリングし、このサンプリングに
より得られた値を基に被制御部１の速度を算出し、被制
御部１を駆動する駆動モータ７を駆動制御部６によって
制御する速度復調制御方式に於いて、演算処理部２は、
被制御部１からの２相の位置信号Ｎ、Ｑを各相毎にサン
プリング部３−１．３−２に於いて第１の周期より短い
第２の周期でサンプリングし、前回のサンプル値と今回
のサンプル値との差分値を求め、各相の差分値の絶対値
を比較部４に於いて比較し、大きい方の差分値を用いて
、第１の周期毎に被制御部ｌの速度を、速度制御演算部
５に於いて算出するものである。
定の第１の周期でサンプリングし、このサンプリングに
より得られた値を基に被制御部１の速度を算出し、被制
御部１を駆動する駆動モータ７を駆動制御部６によって
制御する速度復調制御方式に於いて、演算処理部２は、
被制御部１からの２相の位置信号Ｎ、Ｑを各相毎にサン
プリング部３−１．３−２に於いて第１の周期より短い
第２の周期でサンプリングし、前回のサンプル値と今回
のサンプル値との差分値を求め、各相の差分値の絶対値
を比較部４に於いて比較し、大きい方の差分値を用いて
、第１の周期毎に被制御部ｌの速度を、速度制御演算部
５に於いて算出するものである。
被制御部１の速度は、第１の周期毎に算出されるもので
あるが、その第１の周期より短い第２の周期で、２相の
位置信号Ｎ、Ｑをサンプリング部３−１．３−２でサン
プリングし、前回のサンプル値と今回のサンプル値との
差分値を求め、その絶対値を比較部４に於いて比較する
ことにより、２相の位置信号Ｎ、 Ｑの何れの相の位置
信号の傾斜が大きいかが判る。従って、２相の位置信号
ＮＱの直線領域に相当する部分についての位置信号を用
いることができるから、エラーを回避することが可能と
なる。又第２の周期は短いが、第１の周期内に１回行う
ことになるから、演算処理部２の処理負担が特に増加す
ることはない。
あるが、その第１の周期より短い第２の周期で、２相の
位置信号Ｎ、Ｑをサンプリング部３−１．３−２でサン
プリングし、前回のサンプル値と今回のサンプル値との
差分値を求め、その絶対値を比較部４に於いて比較する
ことにより、２相の位置信号Ｎ、 Ｑの何れの相の位置
信号の傾斜が大きいかが判る。従って、２相の位置信号
ＮＱの直線領域に相当する部分についての位置信号を用
いることができるから、エラーを回避することが可能と
なる。又第２の周期は短いが、第１の周期内に１回行う
ことになるから、演算処理部２の処理負担が特に増加す
ることはない。
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。
する。
第２図は本発明の実施例のブロック図であり、磁気ディ
スク装置に適用した場合を示し、１１は磁気へソドボジ
ショナ、１２はボイスコイルモータ等のモータ、１３は
電力増幅器、１４はＤＡ変換器（Ｄ／Ａ） 、１５は復
調回路、１６は演算部１７．１８はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ
）である。
スク装置に適用した場合を示し、１１は磁気へソドボジ
ショナ、１２はボイスコイルモータ等のモータ、１３は
電力増幅器、１４はＤＡ変換器（Ｄ／Ａ） 、１５は復
調回路、１６は演算部１７．１８はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ
）である。
磁気ヘッドポジショナ１１とモータ１２と電力増幅器１
３と復調回路１５とを含めて、第１図に於ける被制御部
１が構成され、演算部１６とＡＤ変換器１７．１８とに
より、第１図に於ける演算処理部２が構成されている。
３と復調回路１５とを含めて、第１図に於ける被制御部
１が構成され、演算部１６とＡＤ変換器１７．１８とに
より、第１図に於ける演算処理部２が構成されている。
又ＡＤ変換器１７゜１８は第１図に於けるサンプリング
部３−１．３２に相当するものである。
部３−１．３２に相当するものである。
ｍ気ヘッドポジショナ１１からのサーボ情報を基に、復
調回路１５から２相の位置信号Ｎ、 Ｑが出力され、そ
れぞれＡＤ変換器１７．１８に加えられる。ＡＤ変換器
１７．１８は演算部１６からのタイミング信号によって
位置信号Ｎ、Ｑをサンプリングし、ディジタル信号に変
換するものであり、変換されたディジタル信号は演算部
１６に加えられて、今回のサンプル値と前回のサンプル
値との差分値が求められ、それらの絶対値について比較
され、大きい方の差分値を用いて速度が算出され、図示
を省略した制御部からの指令速度との差に対応したディ
ジタル速度制御信号がＤＡ変換器１４に加えられ、アナ
ログ速度制御Ｂ！信号に変換されて電力増幅器１３に加
えられ、増幅出力信号がモータ１２に加えられる。
調回路１５から２相の位置信号Ｎ、 Ｑが出力され、そ
れぞれＡＤ変換器１７．１８に加えられる。ＡＤ変換器
１７．１８は演算部１６からのタイミング信号によって
位置信号Ｎ、Ｑをサンプリングし、ディジタル信号に変
換するものであり、変換されたディジタル信号は演算部
１６に加えられて、今回のサンプル値と前回のサンプル
値との差分値が求められ、それらの絶対値について比較
され、大きい方の差分値を用いて速度が算出され、図示
を省略した制御部からの指令速度との差に対応したディ
ジタル速度制御信号がＤＡ変換器１４に加えられ、アナ
ログ速度制御Ｂ！信号に変換されて電力増幅器１３に加
えられ、増幅出力信号がモータ１２に加えられる。
第３図は本発明の実施例の制御演算フローチャートを示
し、２相の位置信号Ｎ、、Ｑ、が入力されてサンプリン
グされ■、第２の周期Ｔ２に従って２相の位置信号Ｎ２
．Ｑ２が入力されてサンプリングされる■。即ち、ＡＤ
変換器１７．１８に於ける第２の周期Ｔ２によるサンプ
リングのタイミングが演算部１６により制御され、サン
プルホールドされたサンプル値がディジタル信号に変換
される。
し、２相の位置信号Ｎ、、Ｑ、が入力されてサンプリン
グされ■、第２の周期Ｔ２に従って２相の位置信号Ｎ２
．Ｑ２が入力されてサンプリングされる■。即ち、ＡＤ
変換器１７．１８に於ける第２の周期Ｔ２によるサンプ
リングのタイミングが演算部１６により制御され、サン
プルホールドされたサンプル値がディジタル信号に変換
される。
この第２の周期Ｔ２によるサンプル値をＮＮ２．Ｑｌ、
Ｑ２とし、それぞれの差分値ＤＨＩＤＱを演算部１６に
於いて求め■、それらの差分値Ｄｓ 、 Ｄｏ ノ絶
対値ＡＢＳ （ＤＨ）、ＡＢＳ （Ｄｏ）をＡＭ 、Ａ
Ｏとし■、Ａ、＞Ａ、か否か判定する■。ＡＨ＞ＡＱの
場合は、差分値ＤＨの絶対値Ａ、４の方を選択して、速
度制御演算の為の差分値の絶対値ＡＢＳ （ＶＥＬ）と
し■、速度制御演算を行う■。又ＡＮ＞ＡＱでない場合
は、差分値Ｄ０の絶対値Ａ０の方を選択して、速度制御
演算の為の差分値の絶対値ＡＢＳ （ＶＥＬ）として■
、速度制御演算を行う■。
Ｑ２とし、それぞれの差分値ＤＨＩＤＱを演算部１６に
於いて求め■、それらの差分値Ｄｓ 、 Ｄｏ ノ絶
対値ＡＢＳ （ＤＨ）、ＡＢＳ （Ｄｏ）をＡＭ 、Ａ
Ｏとし■、Ａ、＞Ａ、か否か判定する■。ＡＨ＞ＡＱの
場合は、差分値ＤＨの絶対値Ａ、４の方を選択して、速
度制御演算の為の差分値の絶対値ＡＢＳ （ＶＥＬ）と
し■、速度制御演算を行う■。又ＡＮ＞ＡＱでない場合
は、差分値Ｄ０の絶対値Ａ０の方を選択して、速度制御
演算の為の差分値の絶対値ＡＢＳ （ＶＥＬ）として■
、速度制御演算を行う■。
従って、被制御部の速度演算は、第１の周期Ｔ１毎に行
われることになるが、それより短い第ンの周ｒｒ２で位
置信号Ｎ、 Ｑをサンプリングし、その周期Ｔ２による
サンプル値の差分値の絶対値が大きい方の差分値を用い
るものであるから、２相の位置信号Ｎ、 Ｑの何れか直
線領域に近い方の位置信号を用いることになり、正確な
速度を計算することができる。
われることになるが、それより短い第ンの周ｒｒ２で位
置信号Ｎ、 Ｑをサンプリングし、その周期Ｔ２による
サンプル値の差分値の絶対値が大きい方の差分値を用い
るものであるから、２相の位置信号Ｎ、 Ｑの何れか直
線領域に近い方の位置信号を用いることになり、正確な
速度を計算することができる。
例えば、磁気ディスクのトラックピッチＴＰを２０μｍ
、磁気ヘッドの移動最高速度を１．５ｍ／Ｓとすると、
最高速度に於ける２相の位置信号ＮＱの周波数ｆは、 となり、第２の周期Ｔ２を５μｓ程度に設定すれば、充
分に速度を復調することが可能となる。この場合、ＡＤ
変換器１７．１８の動作速度を考慮して第２の周期Ｔ２
を選定する必要があるが、前述のように、５μｓ程度の
動作速度で１２ビット程度のビット構′成のＡＤ変換器
は容易に入手可能である。又第１の周期Ｔ１は、第２の
周期Ｔ２に比較して充分に長い時間、例えば、５０μ３
程度に選定することができる。
、磁気ヘッドの移動最高速度を１．５ｍ／Ｓとすると、
最高速度に於ける２相の位置信号ＮＱの周波数ｆは、 となり、第２の周期Ｔ２を５μｓ程度に設定すれば、充
分に速度を復調することが可能となる。この場合、ＡＤ
変換器１７．１８の動作速度を考慮して第２の周期Ｔ２
を選定する必要があるが、前述のように、５μｓ程度の
動作速度で１２ビット程度のビット構′成のＡＤ変換器
は容易に入手可能である。又第１の周期Ｔ１は、第２の
周期Ｔ２に比較して充分に長い時間、例えば、５０μ３
程度に選定することができる。
前述のような周期ＴＩ、Ｔ２を選定し、ＡＤ変換器１７
．１８のビット数を１２、トランクピッチＰＴ＝２０μ
ｍとすると、算出された速度の精度Ｖａは、 Ｖａ＃ＰＴ／ （２”ｘＴ２） ＃ ２ Ｑ Ｘ １ ０−’／ （２”Ｘ ５ Ｘ
１ ０−”）＝０．９８Ｘ１０弓 Ｃｍ／ｓｌ となる。従って、最高速度の１．５ ｍ ／ ｓに対し
て充分な精度となる。
．１８のビット数を１２、トランクピッチＰＴ＝２０μ
ｍとすると、算出された速度の精度Ｖａは、 Ｖａ＃ＰＴ／ （２”ｘＴ２） ＃ ２ Ｑ Ｘ １ ０−’／ （２”Ｘ ５ Ｘ
１ ０−”）＝０．９８Ｘ１０弓 Ｃｍ／ｓｌ となる。従って、最高速度の１．５ ｍ ／ ｓに対し
て充分な精度となる。
前述の実施例に於いては、２相の位置信号Ｎ。
Ｑの選択条件として、周期Ｔ２によるサンプル値の差分
値の大小比較を用いているものであるが、２相の位置信
号Ｎ、Ｑの大小比較により選択を行うことも可能である
。又磁気ディスク装置のみでなく、光デイスク装置等に
対しても適用することができる。
値の大小比較を用いているものであるが、２相の位置信
号Ｎ、Ｑの大小比較により選択を行うことも可能である
。又磁気ディスク装置のみでなく、光デイスク装置等に
対しても適用することができる。
以上説明したように、本発明は、被制御部１からの２相
の位置信号を各相毎にサンプリング部３−１．３−２に
より第１の周期ＴＩより短い第２の周期Ｔ２でサンプリ
ングし、前回のサンプル値と今回のサンプル値との差分
値を求め、各相の前記差分値の絶対値を比較部４に於い
て比較し、大きい方の差分値を用いて第１の周期ＴＩ毎
に被制御部１の速度を速度制御演算部５に於いて算出す
るものであり、ディジタル処理により所定の精度をもっ
て被制御部ｌの速度を、速度制御演算部５の処理負担を
増加することなく算出することができる利点がある。
の位置信号を各相毎にサンプリング部３−１．３−２に
より第１の周期ＴＩより短い第２の周期Ｔ２でサンプリ
ングし、前回のサンプル値と今回のサンプル値との差分
値を求め、各相の前記差分値の絶対値を比較部４に於い
て比較し、大きい方の差分値を用いて第１の周期ＴＩ毎
に被制御部１の速度を速度制御演算部５に於いて算出す
るものであり、ディジタル処理により所定の精度をもっ
て被制御部ｌの速度を、速度制御演算部５の処理負担を
増加することなく算出することができる利点がある。
第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の実施例
のブロック図、第３図は本発明の実施例の制御演算フロ
ーチャート、第４図は２相位置信号の説明図である。 ｌは被Ｍ御部、２は演算処理部、３−１．３−２はサン
プリング部、４は比較部、５は速度制御演算部、６は駆
動制御部、７は駆動モータである。
のブロック図、第３図は本発明の実施例の制御演算フロ
ーチャート、第４図は２相位置信号の説明図である。 ｌは被Ｍ御部、２は演算処理部、３−１．３−２はサン
プリング部、４は比較部、５は速度制御演算部、６は駆
動制御部、７は駆動モータである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 被制御部（１）からの位置信号を、演算処理部（２）に
於いて所定の第１の周期でサンプリングし、該サンプリ
ングにより得られた値を基に前記被制御部（１）の速度
を算出して、駆動制御を行う速度復調制御方式に於いて
、 前記演算処理部（２）は、前記被制御部（１）からの２
相の位置信号を各相毎にサンプリング部（３−１、３−
２）に於いて前記第１の周期より短い第２の周期でサン
プリングし、前回のサンプル値と今回のサンプル値との
差分値を求め、各相の前記差分値の絶対値を比較部（４
）に於いて比較し、大きい方の差分値を用いて、前記第
１の周期毎に前記被制御部（１）の速度を速度制御演算
部（５）に於いて算出する ことを特徴とする速度復調制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4158989A JPH02223078A (ja) | 1989-02-23 | 1989-02-23 | 速度復調制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4158989A JPH02223078A (ja) | 1989-02-23 | 1989-02-23 | 速度復調制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02223078A true JPH02223078A (ja) | 1990-09-05 |
Family
ID=12612614
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4158989A Pending JPH02223078A (ja) | 1989-02-23 | 1989-02-23 | 速度復調制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02223078A (ja) |
-
1989
- 1989-02-23 JP JP4158989A patent/JPH02223078A/ja active Pending
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