JPH02223291A - 複合カラーテレビジョン信号のためのハイブリッドｄｐｃｍ ｃｏｄｅｃ - Google Patents
複合カラーテレビジョン信号のためのハイブリッドｄｐｃｍ ｃｏｄｅｃInfo
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- JPH02223291A JPH02223291A JP1300981A JP30098189A JPH02223291A JP H02223291 A JPH02223291 A JP H02223291A JP 1300981 A JP1300981 A JP 1300981A JP 30098189 A JP30098189 A JP 30098189A JP H02223291 A JPH02223291 A JP H02223291A
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- Signal Processing (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、一般に、通信システムに関し、とくに、高い
解像度の、ハイブリッド差分パルス符号変調符号化機構
を使用して、ＮＴＳＣ複合カラーテレビジョン信号を符
号化、伝送運転条件再構成する、新規な改良された帯域
幅制限システムに関する。
解像度の、ハイブリッド差分パルス符号変調符号化機構
を使用して、ＮＴＳＣ複合カラーテレビジョン信号を符
号化、伝送運転条件再構成する、新規な改良された帯域
幅制限システムに関する。
北アメリカの階級、例えば、ＤＳ３まＩ；は４５Ｍ ｂ
／ ｓ 、の標準の通信チャンネルを越えるカラーテ
レビジョンの信号（例えば、ＮＴＳＣ信号）の伝送は、
現在、いくつかの型のディジタル符号化機構を使用して
達成され、これらの機構を通して問題の信号は受信機サ
イトへの伝送のためディジタル化および符号化（データ
圧縮を含む）される。受信機サイトにおいて、符号化さ
れた信号は復号（エキスバンド）され、モしてもとの信
号のアナログフォーマットに変換され、これによりもと
のビデオ信号の「再構成された」変形に分割される。複
合ＮＴＳＣカラー信号の公称４．２ＭＨ２の帯域幅は工
業規格の不変量であり、そしてディジタル符号化機構が
サンプリングされた信号をすくてはならない）の半分以
下に帯域制限するというナイキスト規格に従わなくては
ならないという事実が与えられ、そしてデータのフレー
ム中に含まれる追加の通信の付加ビットおよび４４．７
３６ Ｍ ｂ ／ ｓであるＤＳ３設備の利用可能な伝
送容量を考慮すると、符号化の解像度は、典型的には、
符号化されるサンプル当たり固定された数のビットを使
用する符号について、４ビット／サンプル以下に制限さ
れることを理解することができる。
／ ｓ 、の標準の通信チャンネルを越えるカラーテ
レビジョンの信号（例えば、ＮＴＳＣ信号）の伝送は、
現在、いくつかの型のディジタル符号化機構を使用して
達成され、これらの機構を通して問題の信号は受信機サ
イトへの伝送のためディジタル化および符号化（データ
圧縮を含む）される。受信機サイトにおいて、符号化さ
れた信号は復号（エキスバンド）され、モしてもとの信
号のアナログフォーマットに変換され、これによりもと
のビデオ信号の「再構成された」変形に分割される。複
合ＮＴＳＣカラー信号の公称４．２ＭＨ２の帯域幅は工
業規格の不変量であり、そしてディジタル符号化機構が
サンプリングされた信号をすくてはならない）の半分以
下に帯域制限するというナイキスト規格に従わなくては
ならないという事実が与えられ、そしてデータのフレー
ム中に含まれる追加の通信の付加ビットおよび４４．７
３６ Ｍ ｂ ／ ｓであるＤＳ３設備の利用可能な伝
送容量を考慮すると、符号化の解像度は、典型的には、
符号化されるサンプル当たり固定された数のビットを使
用する符号について、４ビット／サンプル以下に制限さ
れることを理解することができる。
そのうえ、４ビットの解像度の符号化機構の選択は、そ
れがＮＴＳＣカラー信号の７オーマツトと適合するサン
プリングクロックの使用を可能とし、そして容易に実現
可能なエイリアシング防止および再構成のフィルタを許
すという事実によって理解される。４ビット／サンプル
の符号化機構について１６のコードワード（ｃｏｄｅｗ
ｏｒｄ）の制限のために、典型的な４ビットの符号器は
、オブジェクト、例えば、エツジを符号化することが困
難なために、ＮＳ比または忠実度を犠牲にしなくてはな
らない。 本発明によれば、折返した、ハイブリッド差
分パルス符号変調符号化ｔｔ’ｙｑおよび帯域制限フィ
ルタ技術を組み合わせ、信号の品質を減少しないで（帯
域制限作用のために）、符号化解像度を有意に増大する
ことができる、新規な改良された複合カラーテレビジョ
ン信号符号化／復号機構（ｃ ｏ ｄ ｅ ｃ）が提供
される。さらに詳しくは、本発明は、５ビット／サンプ
ルの符号化解像度で４４．７３６Ｍｂ／ｓのディジタル
通信リンクを越える伝送のため、複合４．２ＭＨ２のＮ
ＴＳＣカラーテレビジョンの信号をディジタル的に符号
化するための機構を提供する。この機構ハ、符号化プロ
セスにおいて使用する折返したハイブリッド差分パルス
符号変調の対称のために、６ビット／サンプルの符号化
解像度を効果的に生成し、こうしてこのシステムの性能
をかなり増大する。
れがＮＴＳＣカラー信号の７オーマツトと適合するサン
プリングクロックの使用を可能とし、そして容易に実現
可能なエイリアシング防止および再構成のフィルタを許
すという事実によって理解される。４ビット／サンプル
の符号化機構について１６のコードワード（ｃｏｄｅｗ
ｏｒｄ）の制限のために、典型的な４ビットの符号器は
、オブジェクト、例えば、エツジを符号化することが困
難なために、ＮＳ比または忠実度を犠牲にしなくてはな
らない。 本発明によれば、折返した、ハイブリッド差
分パルス符号変調符号化ｔｔ’ｙｑおよび帯域制限フィ
ルタ技術を組み合わせ、信号の品質を減少しないで（帯
域制限作用のために）、符号化解像度を有意に増大する
ことができる、新規な改良された複合カラーテレビジョ
ン信号符号化／復号機構（ｃ ｏ ｄ ｅ ｃ）が提供
される。さらに詳しくは、本発明は、５ビット／サンプ
ルの符号化解像度で４４．７３６Ｍｂ／ｓのディジタル
通信リンクを越える伝送のため、複合４．２ＭＨ２のＮ
ＴＳＣカラーテレビジョンの信号をディジタル的に符号
化するための機構を提供する。この機構ハ、符号化プロ
セスにおいて使用する折返したハイブリッド差分パルス
符号変調の対称のために、６ビット／サンプルの符号化
解像度を効果的に生成し、こうしてこのシステムの性能
をかなり増大する。
本発明によれば、ハイブリッド差分パルス符号変調（Ｄ
ＰＣＭ）機構の変形を使用して、量子化された複合カラ
ーテレビジョン信号を前述の５／６ビットの精度に符号
化する。従来のハイブリッド（ＤＰＣＭ）符号化機構に
おけるように、信号の予報値の第ｊのサンプルと関連す
る符号値および前記符号値と符号化すべき第ｉのサンプ
ルの符号値との間の差を組み合わせて（合計して）、そ
の第ｉのサンプルのための出力符号値を生成する。
ＰＣＭ）機構の変形を使用して、量子化された複合カラ
ーテレビジョン信号を前述の５／６ビットの精度に符号
化する。従来のハイブリッド（ＤＰＣＭ）符号化機構に
おけるように、信号の予報値の第ｊのサンプルと関連す
る符号値および前記符号値と符号化すべき第ｉのサンプ
ルの符号値との間の差を組み合わせて（合計して）、そ
の第ｉのサンプルのための出力符号値を生成する。
従来のハイブリッドのアプローチに従い、予報値（ｐｒ
ｅｄｉｃｔｏｒ）の第ｊのサンプルはすぐ前のサンプル
である。しかしながら、ＮＴＳＣ複合カラー信号の場合
においておよびコードワードの大きさ（４ビット／サン
プルより大きい）の所望の増加を達成するためのサンプ
リングクロックの周波数を変更（減少、時間−帯域幅の
威厳の要件を満足するために）すると、第ｊのサンプル
として直前のサンプルは有用ではない。
ｅｄｉｃｔｏｒ）の第ｊのサンプルはすぐ前のサンプル
である。しかしながら、ＮＴＳＣ複合カラー信号の場合
においておよびコードワードの大きさ（４ビット／サン
プルより大きい）の所望の増加を達成するためのサンプ
リングクロックの周波数を変更（減少、時間−帯域幅の
威厳の要件を満足するために）すると、第ｊのサンプル
として直前のサンプルは有用ではない。
さらに詳しくは、符号化すべき信号は複合カラー信号で
あるために、問題の第ｉのサンプルについて予測の基準
、すなわち、前の第ｊのサンプルは、第ｉのサンプルの
カラー副搬送波の位相に効果的に相当するか、あるいは
それと合致するカラー副搬送波の位相を持つことが必要
である。複合カラーテレビジョン信号のため、直前のサ
ンプルはそれほど合致しない。結局、複合カラーテレビ
ジョン信号へのハイブリッドＤＰＣＭ符号化機構の直接
の適用は有用な信号を生成しないであろう。
あるために、問題の第ｉのサンプルについて予測の基準
、すなわち、前の第ｊのサンプルは、第ｉのサンプルの
カラー副搬送波の位相に効果的に相当するか、あるいは
それと合致するカラー副搬送波の位相を持つことが必要
である。複合カラーテレビジョン信号のため、直前のサ
ンプルはそれほど合致しない。結局、複合カラーテレビ
ジョン信号へのハイブリッドＤＰＣＭ符号化機構の直接
の適用は有用な信号を生成しないであろう。
この欠点を回避するＩ；めに、本発明はハイブリッドＤ
ＰＣＭ符号器の変形を使用し、ここで予報値の第ｊのサ
ンプルはフレームの同一のライン中に存在せず、まだ問
題の第ｉのサンプルに十分に近接していて、カラー副搬
送波の位相の合致の要件を満足し、そして減少した周波
数のサンプリングクロックから誘導されうる。本発明の
好ましい実施態様において、予報値の第ｊサンプルは第
ｉのサンプルが位置するラインからフレームの第２の前
のライン中に、問題の第ｉのサンプルと垂直に整列する
点に位置し、そしてサンプリングクロックから誘導され
ることができる。
ＰＣＭ符号器の変形を使用し、ここで予報値の第ｊのサ
ンプルはフレームの同一のライン中に存在せず、まだ問
題の第ｉのサンプルに十分に近接していて、カラー副搬
送波の位相の合致の要件を満足し、そして減少した周波
数のサンプリングクロックから誘導されうる。本発明の
好ましい実施態様において、予報値の第ｊサンプルは第
ｉのサンプルが位置するラインからフレームの第２の前
のライン中に、問題の第ｉのサンプルと垂直に整列する
点に位置し、そしてサンプリングクロックから誘導され
ることができる。
ここで、変形ハイブリッドＤＰＣＭ符号化機構は、符号
化解像度を増加して、カラー位相の合致という問題を解
決してさえ、通信リンクの４４゜７３６ Ｍ ｂ ／
ｓのデータレートの制限が、ナイキストの最小（８−４
Ｍｂ／ｓ）より大きいレートでサンプリングされかつ４
ビット／サンプルより大きく量子化される、４．２ＭＨ
ｚのＮＴＳＣ信号を容易に受は入れないという事実がま
た残っている。本発明によれば、この制限は帯域制限エ
イリアシング防止、デシメイション（ｄｅｃｉｍａｔｉ
ｏｎ）フィルタの使用により排除され、このデンメイシ
■ンフィルタは、グループの遅延変動を導入しないで、
複合ＴＶ入力信号の帯域幅を４゜２から４．０ＭＨｚに
鋭く効果的に減少し、こうして４５ Ｍ ｂ ／ ｓの
リンクを越える（５ビットの解像度の）符号化された信
号の首尾よい伝送を可能とする。好ましくは、デシメイ
ションフィルタはかさ上げ余弦カットオフの特性を有し
て、リンギングを減少しかつフィルタの実現を簡素化す
る。
化解像度を増加して、カラー位相の合致という問題を解
決してさえ、通信リンクの４４゜７３６ Ｍ ｂ ／
ｓのデータレートの制限が、ナイキストの最小（８−４
Ｍｂ／ｓ）より大きいレートでサンプリングされかつ４
ビット／サンプルより大きく量子化される、４．２ＭＨ
ｚのＮＴＳＣ信号を容易に受は入れないという事実がま
た残っている。本発明によれば、この制限は帯域制限エ
イリアシング防止、デシメイション（ｄｅｃｉｍａｔｉ
ｏｎ）フィルタの使用により排除され、このデンメイシ
■ンフィルタは、グループの遅延変動を導入しないで、
複合ＴＶ入力信号の帯域幅を４゜２から４．０ＭＨｚに
鋭く効果的に減少し、こうして４５ Ｍ ｂ ／ ｓの
リンクを越える（５ビットの解像度の）符号化された信
号の首尾よい伝送を可能とする。好ましくは、デシメイ
ションフィルタはかさ上げ余弦カットオフの特性を有し
て、リンギングを減少しかつフィルタの実現を簡素化す
る。
受信機サイトにおいて、受信された信号は、それぞれの
符号化されたビデオ部分およびオーディオ部分にデマル
チプレクシングされ、そして符号化されたビデオのサン
プルと関連するそれぞれの出力符号は抽出される。再構
成デコーダにより、ディジタル出力符号の各々の内容は
復号され、そしてアナログの帯域幅制限されたカラーテ
レビジョンの信号に変換される。伝送機サイトにおける
符号化機構と同様に、再構成デコーダはハイブリッド差
分パルス符号変調機構に従って符号化されたデータの内
容を操作（復号）して、それぞれの第ｉのサンプル値の
ためのディジタル符号値を生成する。低域ディジタル補
間フィルタをデコーダとディジタル−アナログ変換器と
の間に結合し、それから再構成されたアナログ複合カラ
ービデオ信号を誘導する。
符号化されたビデオ部分およびオーディオ部分にデマル
チプレクシングされ、そして符号化されたビデオのサン
プルと関連するそれぞれの出力符号は抽出される。再構
成デコーダにより、ディジタル出力符号の各々の内容は
復号され、そしてアナログの帯域幅制限されたカラーテ
レビジョンの信号に変換される。伝送機サイトにおける
符号化機構と同様に、再構成デコーダはハイブリッド差
分パルス符号変調機構に従って符号化されたデータの内
容を操作（復号）して、それぞれの第ｉのサンプル値の
ためのディジタル符号値を生成する。低域ディジタル補
間フィルタをデコーダとディジタル−アナログ変換器と
の間に結合し、それから再構成されたアナログ複合カラ
ービデオ信号を誘導する。
本発明による特定の改良された複合カラーテレビジョン
信号符号化／復号機構（ｃ ｏ ｄ ｅ ｃ）を詳細に
説明する前に、本発明は、主として普通の通信回路およ
び構成成分の新規な構造的組み合わせにあり、そしてそ
の特定の詳述する相対的配置にないことを観察すべきで
ある。したがって、これらの普通の回路および構成成分
の構造、制御および配置は、図面において、本発明に関
係する特定の細部のみを示す、容易に理解可能なブロッ
ク線図により図解し、構造的細部で開示が不明瞭となら
ないようにした。構造的細部は、ここにおける説明から
当業者には容易に明らかとなるであろう。こうして、図
面のブロック線図の図解は、例示のシステムの機械的構
造的配置を必ずしも表さず、本発明がより容易に理解で
きる、便利な機能的グループでシステムの主な構造的構
成成分を図解することを第１に意図する。
信号符号化／復号機構（ｃ ｏ ｄ ｅ ｃ）を詳細に
説明する前に、本発明は、主として普通の通信回路およ
び構成成分の新規な構造的組み合わせにあり、そしてそ
の特定の詳述する相対的配置にないことを観察すべきで
ある。したがって、これらの普通の回路および構成成分
の構造、制御および配置は、図面において、本発明に関
係する特定の細部のみを示す、容易に理解可能なブロッ
ク線図により図解し、構造的細部で開示が不明瞭となら
ないようにした。構造的細部は、ここにおける説明から
当業者には容易に明らかとなるであろう。こうして、図
面のブロック線図の図解は、例示のシステムの機械的構
造的配置を必ずしも表さず、本発明がより容易に理解で
きる、便利な機能的グループでシステムの主な構造的構
成成分を図解することを第１に意図する。
第１図を参照すると、本発明による複合カラーテレビジ
はン信号伝送システムの（符号化）伝送端の略ブロック
線図が示されている。このシステムはビデオ入カポ−１
−１１からなり、このボートに複合（ＮＴＳＣ）カラー
ビデオの信号が供給される。このシステムは、また、ｌ
または２以上のオーディオボート２１を含み、これらに
別のオーディオチャンネル信号が供給され、これらのオ
ーディオ信号はディジタル通信リンク（例えば、ＤＳＸ
−３）を越える受信機サイトへの伝送のためにビデオ信
号と組み合わせられる。入力ポートｌｌはピーク検出器
１２および差動増幅器１３に結合されており、モして差
動増幅器１３に、また、ピーク検出器１２の出力が結合
されている。ピーク検出器１２は、ＮＴＳＣ複合信号内
の同期パルスのピークまたはチップを追跡する。その出
力は低域濾過されて６０Ｈｚの信号を通す。差動増幅器
１３内で、ピーク検出器１２を通過した低い周波数の信
号はリンクｌｌ上のビデオ入力信号から減じられて、増
幅器１３の出力において直流復元のハム不合ビデオ信号
を生成する。増幅器１３の出力はクランプしたビデオ信
号であり、これは同期ストリップ回路３１およびクロッ
ク発生器３３から構成された複合同期パルス抽出器およ
び低域フィルタ１５へ供給される。低域フィルタ１５は
簡単な三極の１３．６ＭＨｚの低域フィルタからなるこ
とができ、その出力はアナログ−ディジタル変換器１７
のサンプリング入力に結合される。
はン信号伝送システムの（符号化）伝送端の略ブロック
線図が示されている。このシステムはビデオ入カポ−１
−１１からなり、このボートに複合（ＮＴＳＣ）カラー
ビデオの信号が供給される。このシステムは、また、ｌ
または２以上のオーディオボート２１を含み、これらに
別のオーディオチャンネル信号が供給され、これらのオ
ーディオ信号はディジタル通信リンク（例えば、ＤＳＸ
−３）を越える受信機サイトへの伝送のためにビデオ信
号と組み合わせられる。入力ポートｌｌはピーク検出器
１２および差動増幅器１３に結合されており、モして差
動増幅器１３に、また、ピーク検出器１２の出力が結合
されている。ピーク検出器１２は、ＮＴＳＣ複合信号内
の同期パルスのピークまたはチップを追跡する。その出
力は低域濾過されて６０Ｈｚの信号を通す。差動増幅器
１３内で、ピーク検出器１２を通過した低い周波数の信
号はリンクｌｌ上のビデオ入力信号から減じられて、増
幅器１３の出力において直流復元のハム不合ビデオ信号
を生成する。増幅器１３の出力はクランプしたビデオ信
号であり、これは同期ストリップ回路３１およびクロッ
ク発生器３３から構成された複合同期パルス抽出器およ
び低域フィルタ１５へ供給される。低域フィルタ１５は
簡単な三極の１３．６ＭＨｚの低域フィルタからなるこ
とができ、その出力はアナログ−ディジタル変換器１７
のサンプリング入力に結合される。
同期ストリッパー回路３１は増幅器を含み、この増幅器
は主ビデオ通路からの同期化信号を緩衝し、そして信号
を２Ｍ Ｈｚに帯域制限して、雑音スパイクが誤同期パ
ルスを発生することを防止する。
は主ビデオ通路からの同期化信号を緩衝し、そして信号
を２Ｍ Ｈｚに帯域制限して、雑音スパイクが誤同期パ
ルスを発生することを防止する。
同期ストリッパー３１は、複合同期パルスから水平同期
パルスを誘導し、そしてこれらの水平同期パルスを使用
して、クロック発生器３３を経由してビデオサンプリン
グクロックを発生する。典型的な水平ラインレート（ｌ
ｉｎｅ ｒａｔｅ）（１５，７３４ＭＨｚ）について
、サンプリングクロックは１．１００ （１０９２）Ｘ
水平ラインレートの程度であることができ、これは空間
的に固定したサンプリングパターンの要件を満足するで
あろう。 アナログ−ディジタル変換器１７は、フィル
タ１５を通して供給されたクランプされたビデオ信号を
８ビット／サンプルに量子化し、クロック発生器３３に
より供給される１７．１８１８ＭＨｚのレートにおいて
クロックされる。アナログ−ディジタル変換器１７の出
力は帯域制限デシメイションフィルタ４１（その周波数
通過帯域特性は第２図に示されている）に供給され、フ
ィルタ４１は信号を４．３ＭＨｚに帯域制限する。デシ
フィシ１ンフイルタ４１により生成される帯域制限信号
は、８．５９０９メガサンプル／秒（クロック発生器３
３により生成されるクロックレートの半分）のサンプリ
ング周波数により表すことができるので、デイバイドー
パイーツー（ｄｉｖｉｄｅ−ｂｙ−ｔｗｏ）−回路３５
はクロック回路通路において結合され、この通路は量子
化さ・れな信号の交互する塩類を効果的に消すか、ある
いは廃棄する。結局、デシメイションフィルタ４１の出
力は効果的には８ビットの８．５９０９メガサンプル／
秒ＰＣＭビデオ信号である。デイバイダ３５の出力を、
また、使用してハイブリッド差分パルス符号変調符号器
４３および先入れ先出しバッファ４７をクロックする。
パルスを誘導し、そしてこれらの水平同期パルスを使用
して、クロック発生器３３を経由してビデオサンプリン
グクロックを発生する。典型的な水平ラインレート（ｌ
ｉｎｅ ｒａｔｅ）（１５，７３４ＭＨｚ）について
、サンプリングクロックは１．１００ （１０９２）Ｘ
水平ラインレートの程度であることができ、これは空間
的に固定したサンプリングパターンの要件を満足するで
あろう。 アナログ−ディジタル変換器１７は、フィル
タ１５を通して供給されたクランプされたビデオ信号を
８ビット／サンプルに量子化し、クロック発生器３３に
より供給される１７．１８１８ＭＨｚのレートにおいて
クロックされる。アナログ−ディジタル変換器１７の出
力は帯域制限デシメイションフィルタ４１（その周波数
通過帯域特性は第２図に示されている）に供給され、フ
ィルタ４１は信号を４．３ＭＨｚに帯域制限する。デシ
フィシ１ンフイルタ４１により生成される帯域制限信号
は、８．５９０９メガサンプル／秒（クロック発生器３
３により生成されるクロックレートの半分）のサンプリ
ング周波数により表すことができるので、デイバイドー
パイーツー（ｄｉｖｉｄｅ−ｂｙ−ｔｗｏ）−回路３５
はクロック回路通路において結合され、この通路は量子
化さ・れな信号の交互する塩類を効果的に消すか、ある
いは廃棄する。結局、デシメイションフィルタ４１の出
力は効果的には８ビットの８．５９０９メガサンプル／
秒ＰＣＭビデオ信号である。デイバイダ３５の出力を、
また、使用してハイブリッド差分パルス符号変調符号器
４３および先入れ先出しバッファ４７をクロックする。
バッファ４７の出力は、１つの入力として、マルチプレ
クサ５１に結合する。マルチプレクサ５１への１または
２−以上の追加の符号化されたオーディオ入力は、オー
ディオチャンネル２１を通して誘導される。オーディオ
チャンネル２１の各々は差動増幅器２３を通して結合さ
れ、差動増幅器２３の出力はフィルタ２５を経てほぼ１
５ＫＨｚに帯域制限され、次いで２６．６マイクロ秒毎
にサンプリングされて、１３ビット／サンプル程度の量
子化されたオーディオ信号、を提供する。第１４のパリ
ティのビットは、オーディオ信号の最も有意の８ビット
に基づいてアナログ−ディジタル変換器２７により誘導
され、そして１３量子化ビットとともにマルチプレクサ
５１へ結合される。
クサ５１に結合する。マルチプレクサ５１への１または
２−以上の追加の符号化されたオーディオ入力は、オー
ディオチャンネル２１を通して誘導される。オーディオ
チャンネル２１の各々は差動増幅器２３を通して結合さ
れ、差動増幅器２３の出力はフィルタ２５を経てほぼ１
５ＫＨｚに帯域制限され、次いで２６．６マイクロ秒毎
にサンプリングされて、１３ビット／サンプル程度の量
子化されたオーディオ信号、を提供する。第１４のパリ
ティのビットは、オーディオ信号の最も有意の８ビット
に基づいてアナログ−ディジタル変換器２７により誘導
され、そして１３量子化ビットとともにマルチプレクサ
５１へ結合される。
オーディオチャンネル２１からのオーディオサンプルの
各々は、バッファ４７を通る符号化されたビデオ信号出
力で、固定記憶装置５３中に記憶された適当なマルチプ
レクイング制御符号の制御下に制御可能にはさみ込まれ
、そして回線３０上の通信リンククロック（例えば、Ｄ
Ｓ３クロック）の制御下に出力される。マルチプレクサ
５１の出力はスクランプリング符号器５５、例えば、普
通のモジュロ−ツー（ｍｏｄｕ Ｉｏ−ｔｗｏ）加算器
、シフトレジスタ多項式符号器へ結合され、そしてディ
ジタル通信リンク（例えば、ＤＳＸ−３データリンク）
６０で出力される。
各々は、バッファ４７を通る符号化されたビデオ信号出
力で、固定記憶装置５３中に記憶された適当なマルチプ
レクイング制御符号の制御下に制御可能にはさみ込まれ
、そして回線３０上の通信リンククロック（例えば、Ｄ
Ｓ３クロック）の制御下に出力される。マルチプレクサ
５１の出力はスクランプリング符号器５５、例えば、普
通のモジュロ−ツー（ｍｏｄｕ Ｉｏ−ｔｗｏ）加算器
、シフトレジスタ多項式符号器へ結合され、そしてディ
ジタル通信リンク（例えば、ＤＳＸ−３データリンク）
６０で出力される。
前に指摘したように、本発明の有意の面はノ・イブリッ
ドＤＰＣＭ符号器４３の変更された形態およびハイブリ
ッドＤＰＣＭ符号器と関連して帯域制限デシメイション
フィルタを使用して、ビデオ信号の帯域幅の効果的な圧
縮を達成し、これによりより高い解像度の符号化信号を
４５ Ｍ ｂ ／ ｓチャンネル６０上に配置すること
ができるようにすることである。デシメイシ露ンフィル
タ４１の機能および性能の特性を理解するために、まず
サンプリング機構のパラメーターを検査することは有用
である。
ドＤＰＣＭ符号器４３の変更された形態およびハイブリ
ッドＤＰＣＭ符号器と関連して帯域制限デシメイション
フィルタを使用して、ビデオ信号の帯域幅の効果的な圧
縮を達成し、これによりより高い解像度の符号化信号を
４５ Ｍ ｂ ／ ｓチャンネル６０上に配置すること
ができるようにすることである。デシメイシ露ンフィル
タ４１の機能および性能の特性を理解するために、まず
サンプリング機構のパラメーターを検査することは有用
である。
ビデオ信号の符号器において、画はラインーバイ−ライ
ン（ｌ １ｎｅ−ｂｙ−１１ｎｅ）の方式で効果的に水
平にサンプリングされるので、２次元のサンプルの列が
生成される。テレビジ鱈ン信号の瞬間的な値のサンプリ
ングまたは量子化は。
ン（ｌ １ｎｅ−ｂｙ−１１ｎｅ）の方式で効果的に水
平にサンプリングされるので、２次元のサンプルの列が
生成される。テレビジ鱈ン信号の瞬間的な値のサンプリ
ングまたは量子化は。
とくにビットの解像のために実施される。ビット数が高
くなればなるほど、再構成された画のＳＮ比はより大き
くなる。典型的には、６０ｄＢ加重ＳＮ比は８ビットの
量子化器を使用して達成することができる。
くなればなるほど、再構成された画のＳＮ比はより大き
くなる。典型的には、６０ｄＢ加重ＳＮ比は８ビットの
量子化器を使用して達成することができる。
普通の（ナイキストに基づく）サンプリング基準は、サ
ンプリングされた信号が１／２以下のサンプリング周波
数＋５〜１５％以上への帯域制限が実現可能であること
を要求する。公称ＮＴＳＣビデオ帯域幅は４．２ＭＨｚ
であるので、実際のサンプリング周波数は９．０ＭＨｚ
より大きくなくてはならないことになる。さらに、サン
プリングパターンが空間的に固定されない場合、量子化
誤差は可視可動の人工物を生成するであろう。サンプリ
ング周波数は、テレビジョンのフレームのラインレート
の倍数であり、空間的に固定されたサンプリングパター
ンを生成するであろう。上に指摘したように、クロック
発生器３３およびディバイダ３５は作動して８．５９０
５ＭＨｚのサンプリングレートを生成し、これはＮＴＳ
Ｃ信号のラインレートの５４６倍であり、モしてＮＴＳ
Ｃ複合ビデオ信号の３．５８ＭＨｚの色バースト副搬送
波の周波数の１２１５倍である。
ンプリングされた信号が１／２以下のサンプリング周波
数＋５〜１５％以上への帯域制限が実現可能であること
を要求する。公称ＮＴＳＣビデオ帯域幅は４．２ＭＨｚ
であるので、実際のサンプリング周波数は９．０ＭＨｚ
より大きくなくてはならないことになる。さらに、サン
プリングパターンが空間的に固定されない場合、量子化
誤差は可視可動の人工物を生成するであろう。サンプリ
ング周波数は、テレビジョンのフレームのラインレート
の倍数であり、空間的に固定されたサンプリングパター
ンを生成するであろう。上に指摘したように、クロック
発生器３３およびディバイダ３５は作動して８．５９０
５ＭＨｚのサンプリングレートを生成し、これはＮＴＳ
Ｃ信号のラインレートの５４６倍であり、モしてＮＴＳ
Ｃ複合ビデオ信号の３．５８ＭＨｚの色バースト副搬送
波の周波数の１２１５倍である。
任意のビデオ信号のディジタル処理システムにおいて、
エイリアシング防止フィルタの特性を支配するある数の
因子は、最高の可能な通過帯域端（ｅｎｄ−ｏｆ＝ｐａ
ｓｓ ｂａｎｄ）の周波数、最低の可能な通過帯域リ
グル、最長の可能な停止帯域減衰、群遅延の最小の変動
、最長のステップ応答のリンギングおよび最小の複雑さ
を包含する。
エイリアシング防止フィルタの特性を支配するある数の
因子は、最高の可能な通過帯域端（ｅｎｄ−ｏｆ＝ｐａ
ｓｓ ｂａｎｄ）の周波数、最低の可能な通過帯域リ
グル、最長の可能な停止帯域減衰、群遅延の最小の変動
、最長のステップ応答のリンギングおよび最小の複雑さ
を包含する。
エイリアシング防止フィルタの特性の適当な選択は、種
々の因子の重要性の選択の間のトレードオフを包含する
。
々の因子の重要性の選択の間のトレードオフを包含する
。
エイリアシング防止フィルタを首尾よく使用するための
１つの機構はデシメイション（ｄｅｃｉｒｎａｔｉｏｎ
）として知られている技術であり、これによりアナログ
信号は帯域制限サンプリングされ、次いでディジタル的
に低域濾過され、交互するサンプルはデシメイションフ
ィルタの出力において誘導される。
１つの機構はデシメイション（ｄｅｃｉｒｎａｔｉｏｎ
）として知られている技術であり、これによりアナログ
信号は帯域制限サンプリングされ、次いでディジタル的
に低域濾過され、交互するサンプルはデシメイションフ
ィルタの出力において誘導される。
本発明によれば、このようなデシメイションフィルタを
使用してビデオ信号を帯域制限してエイリアシングを防
止する。詳しくは、デシメイションフイルタ４１は、第
２図に示すようなかさ上げ余弦カットオフ特性を有する
半パンクフィルタから構成される。デシメイションフイ
ルタ４１．ｆましくは、４．９ＭＨｚまでの通過帯域を
有する第４７オーダー（４７ｔｈ ｏｒｄｅｒ）のＦ
ＩＲ対称フィルタである。
使用してビデオ信号を帯域制限してエイリアシングを防
止する。詳しくは、デシメイションフイルタ４１は、第
２図に示すようなかさ上げ余弦カットオフ特性を有する
半パンクフィルタから構成される。デシメイションフイ
ルタ４１．ｆましくは、４．９ＭＨｚまでの通過帯域を
有する第４７オーダー（４７ｔｈ ｏｒｄｅｒ）のＦ
ＩＲ対称フィルタである。
エイリアシング防止デシメイションフィルタの機能は、
本発明に従い、低域フィルタ１５、アナログ−ディジタ
ル変換器１７°およびデシメイシ３ンフィルタ４１のパ
ラメーターを設定することによって実施される。詳しく
は、低域フィルタ１５は入力ビデオ信号を、公称サンプ
リング周波数を信号帯域幅より２倍小さく帯域制限する
。前述のように、複合ＮＴＳＣカラービデオ信号は４．
２ＭＨｚであるので、それは少なくとも８．６ＭＨｚの
サンプリング周波数ｆ、でサンプリングされなくてはな
らない。この公称サンプリング周波数の２倍（：ｌ１Ｍ
、）小さい信号帯域幅は、１３ＭＨ２程度の周波数また
はほぼ低域フィルタ１５の通過帯域を生成する。クロッ
ク発生器３３は１７゜１８１８ＭＨｚ、すなわち、サン
プリング周波数ｆ、−８．５９０９Ｍサンプル／秒の２
倍でクロック周波数を生成する。第２図から理解できる
ように、かさ上げ余弦デシメイションフィルタ４１のフ
ィルタ特性は、４．２ＭＨｚの公称ＮＴＳＣ帯域幅より
わずかに小さい、４．０ＭＨｚに、おいてサンプリング
された信号を効果的にディジタル的に低域通過させる。
本発明に従い、低域フィルタ１５、アナログ−ディジタ
ル変換器１７°およびデシメイシ３ンフィルタ４１のパ
ラメーターを設定することによって実施される。詳しく
は、低域フィルタ１５は入力ビデオ信号を、公称サンプ
リング周波数を信号帯域幅より２倍小さく帯域制限する
。前述のように、複合ＮＴＳＣカラービデオ信号は４．
２ＭＨｚであるので、それは少なくとも８．６ＭＨｚの
サンプリング周波数ｆ、でサンプリングされなくてはな
らない。この公称サンプリング周波数の２倍（：ｌ１Ｍ
、）小さい信号帯域幅は、１３ＭＨ２程度の周波数また
はほぼ低域フィルタ１５の通過帯域を生成する。クロッ
ク発生器３３は１７゜１８１８ＭＨｚ、すなわち、サン
プリング周波数ｆ、−８．５９０９Ｍサンプル／秒の２
倍でクロック周波数を生成する。第２図から理解できる
ように、かさ上げ余弦デシメイションフィルタ４１のフ
ィルタ特性は、４．２ＭＨｚの公称ＮＴＳＣ帯域幅より
わずかに小さい、４．０ＭＨｚに、おいてサンプリング
された信号を効果的にディジタル的に低域通過させる。
しかしながら、ハイブリッドＤＰＣＭ符号器の解像度の
増加により得られる存意の性能の利点のために、信号帯
域幅におけるこの小さい２００ＫＨｚの損失は許容され
うるばかりでなく、かつまた得られる出力信号の品質に
おいて実質的に無視できることがわかった。ディバイダ
３５は８．５９０９ＭＨｚの分割したサンプリング周波
数を生成し、このディバイダ３５はデシメイシジンフィ
ルタ４１を含む半バンクフィルタの出力を交互に切換え
るので、量子化された信号の交互するサンプルは符号器
４３へ結合され、４−ＯＭＨｚのカットオフ周波数でデ
シメイションフイルタ４１により帯域制限される。
増加により得られる存意の性能の利点のために、信号帯
域幅におけるこの小さい２００ＫＨｚの損失は許容され
うるばかりでなく、かつまた得られる出力信号の品質に
おいて実質的に無視できることがわかった。ディバイダ
３５は８．５９０９ＭＨｚの分割したサンプリング周波
数を生成し、このディバイダ３５はデシメイシジンフィ
ルタ４１を含む半バンクフィルタの出力を交互に切換え
るので、量子化された信号の交互するサンプルは符号器
４３へ結合され、４−ＯＭＨｚのカットオフ周波数でデ
シメイションフイルタ４１により帯域制限される。
上に簡単に説明したように、本発明に従って使用する符
号化機構は、折返し量子化器を使用する、変形ハイブリ
ッドディジタルパルス符号変調（Ｈ−ＤＰＣＭ）符号化
機構である。この説明において、用語ハイブリッドＤＰ
ＣＭは、同一の文脈において、文献、例えば、次の論文
に記載されているように使用し：Ｍ、Ｃ，Ｗ、パン・ブ
ウル（Ｖａｎ ＢＵＵＬ）、 「ハイブリッドＤ−Ｐ
ＣＭ。
号化機構は、折返し量子化器を使用する、変形ハイブリ
ッドディジタルパルス符号変調（Ｈ−ＤＰＣＭ）符号化
機構である。この説明において、用語ハイブリッドＤＰ
ＣＭは、同一の文脈において、文献、例えば、次の論文
に記載されているように使用し：Ｍ、Ｃ，Ｗ、パン・ブ
ウル（Ｖａｎ ＢＵＵＬ）、 「ハイブリッドＤ−Ｐ
ＣＭ。
ＰＣＭおよびＤＰＣＭの組み合わせＪ、ＩＥＥＥＴ ｒ
ａ ｎ ｓ、Ｃｏｍｍｕ ｎ、 、Ｖｏ １．Ｃ
０Ｍ−２６（１９７８）Ｎｏ、３、ｐｐ、３６２−３６
８そして、文献、例えば、次の論文に記載されているよ
うに対称折返し量子化器を使用する：Ｇ。
ａ ｎ ｓ、Ｃｏｍｍｕ ｎ、 、Ｖｏ １．Ｃ
０Ｍ−２６（１９７８）Ｎｏ、３、ｐｐ、３６２−３６
８そして、文献、例えば、次の論文に記載されているよ
うに対称折返し量子化器を使用する：Ｇ。
ボスチルマン（Ｂｏ ｓ ｔ ｅ １ｍａｎ）、ｒ８Ｍ
ビット／秒を使用する簡単な高品質のＤ Ｐ ＣＭ −
Ｃ。
ビット／秒を使用する簡単な高品質のＤ Ｐ ＣＭ −
Ｃ。
ｄｅｃ ビデオテレパシー（Ａ ＳｉｍｐｌｅＱｕ
ａｌｉｔｙ ＤＰＣ，Ｍ−Ｃａｄｅｃ Ｖｉｄｅｏ
Ｔｅ１ｅｐａｔｈｙ Ｕｓｉｎｇ ８ＭＢｉｔ
Ｐｅｒ ５ｅｃｏｎｄ）Ｊ、Ｎａｃｈｒｉｃｈｔ
ｅｎｔｅｃｈｎ、Ｚ、Ｖｏｌ、２７ （１９７４）ｐｐ
、１１５−１１７、ことに上のパン・ブウル論文の特徴
ある第１Ｏ図の詳細な説明参照。
ａｌｉｔｙ ＤＰＣ，Ｍ−Ｃａｄｅｃ Ｖｉｄｅｏ
Ｔｅ１ｅｐａｔｈｙ Ｕｓｉｎｇ ８ＭＢｉｔ
Ｐｅｒ ５ｅｃｏｎｄ）Ｊ、Ｎａｃｈｒｉｃｈｔ
ｅｎｔｅｃｈｎ、Ｚ、Ｖｏｌ、２７ （１９７４）ｐｐ
、１１５−１１７、ことに上のパン・ブウル論文の特徴
ある第１Ｏ図の詳細な説明参照。
ハイブリッドＤＰＣＭ符号器の変形の理解を促進するた
めに、パン・ブウルの論文に詳細に説明されている基本
的圧縮アルゴリズムを第３図を参照しながら下に簡単に
概説する。より細部については、論文それ自体を参照す
ることができる。
めに、パン・ブウルの論文に詳細に説明されている基本
的圧縮アルゴリズムを第３図を参照しながら下に簡単に
概説する。より細部については、論文それ自体を参照す
ることができる。
ハイブリッドＤＰＣＭ符号化機構のモチベーションは、
ＤＰＣＭのビット−レート減少性質およびＰＣＭ符号化
の急速な誤差回復性質を組み合わせることである。第３
図は、サンプルＳｔ、Ｓ２．。
ＤＰＣＭのビット−レート減少性質およびＰＣＭ符号化
の急速な誤差回復性質を組み合わせることである。第３
図は、サンプルＳｔ、Ｓ２．。
、Ｓ６のシーケンスを示し、それらの各々はサンプルの
振幅およびサンプルの振幅と前のサンプルのそれとの間
の差を定めるＩ；めに、固定目盛のＦＳおよびスライド
（ｓｌｉｄｉｎｇ）目盛のＤＳを含有する。サンプルを
符号化するため、振幅を固定目盛のＦＳでＰＣＭ符号化
におけるようｌこ測定する。真のサンプルをその予測と
の間の差をＤＰＣＭにおけるようにスライド目盛のＤＳ
で測定する。実際の予測値Ｎ、および差の値Ｎ４を合計
して、ハイブリッドＤＰＣＭ数Ｎ、を生成する。サンプ
ルの各々について使用した予測は、前の「再構成された
」サンプル値である。
振幅およびサンプルの振幅と前のサンプルのそれとの間
の差を定めるＩ；めに、固定目盛のＦＳおよびスライド
（ｓｌｉｄｉｎｇ）目盛のＤＳを含有する。サンプルを
符号化するため、振幅を固定目盛のＦＳでＰＣＭ符号化
におけるようｌこ測定する。真のサンプルをその予測と
の間の差をＤＰＣＭにおけるようにスライド目盛のＤＳ
で測定する。実際の予測値Ｎ、および差の値Ｎ４を合計
して、ハイブリッドＤＰＣＭ数Ｎ、を生成する。サンプ
ルの各々について使用した予測は、前の「再構成された
」サンプル値である。
第３図に示す実施例において、差目盛は−７から＋７ま
で（０を含む）の１５の値の範囲を有する。結局、Ｈ−
ＤＰＣＭ数Ｎ ｈ （＝ Ｎ ＋ ＋ Ｎ Ｊは−７か
ら＋７までの範囲を有することができる。
で（０を含む）の１５の値の範囲を有する。結局、Ｈ−
ＤＰＣＭ数Ｎ ｈ （＝ Ｎ ＋ ＋ Ｎ Ｊは−７か
ら＋７までの範囲を有することができる。
サンプルの値を符号化する目的で、差目盛の８レベルの
みを使用し、０〜７の間の数を生ずるという制限が存在
する。これは差の信号を入力信号の振幅に適応させる。
みを使用し、０〜７の間の数を生ずるという制限が存在
する。これは差の信号を入力信号の振幅に適応させる。
この効果は切換えた量子化器を使用して得られた効果に
類似する。
類似する。
第３図に示す実施例において、最初のサンプルＳ１は６
の固定した目盛値を有する。次の引き続くサンプルＳ２
は２の振幅を有する。スライド目盛のＤＳを使用して、
スライド目盛の０点をサンプルＳｌの前のサンプルＦＳ
の値と整列させ、次いで引き続くサンプルのサンプル値
と整列するスライド差目盛上の点を読む。こうして、第
３図に示すように、第２サンプルＳ２について、実際の
値と予測値との間の差は、差目盛ＤＳにより測定して、
−６であることがわかった。２つの数Ｎ。
の固定した目盛値を有する。次の引き続くサンプルＳ２
は２の振幅を有する。スライド目盛のＤＳを使用して、
スライド目盛の０点をサンプルＳｌの前のサンプルＦＳ
の値と整列させ、次いで引き続くサンプルのサンプル値
と整列するスライド差目盛上の点を読む。こうして、第
３図に示すように、第２サンプルＳ２について、実際の
値と予測値との間の差は、差目盛ＤＳにより測定して、
−６であることがわかった。２つの数Ｎ。
−十６およびＮ、−−６を加えると、６−６−０のハイ
ブリッドＤＰＣＭ数が得られる。
ブリッドＤＰＣＭ数が得られる。
次のサンプルＳ３について、そのスライド目盛のＤＳの
０点を前のサンプルＳ２の固定目盛上のサンプル値と整
列させて、実際のサンプルと固定目盛との間の差を測定
し、そして＋１であることがわかる。２つの数Ｎ、−＋
２およびＮ、−＋１を合計すると、第３サンプルＳ３に
ついてのノ）イブリッドＤＰＣＭ数はＮｋ−＋２＋１−
＋３である。
０点を前のサンプルＳ２の固定目盛上のサンプル値と整
列させて、実際のサンプルと固定目盛との間の差を測定
し、そして＋１であることがわかる。２つの数Ｎ、−＋
２およびＮ、−＋１を合計すると、第３サンプルＳ３に
ついてのノ）イブリッドＤＰＣＭ数はＮｋ−＋２＋１−
＋３である。
引き続く符号化値は、ここに記載しないが、第３図に詳
しく記載されている。
しく記載されている。
ハイブリッドＤＰＣＭ数からのサンプル値のデコーディ
ングは、かなり直接的な問題である。記録されたハイブ
リッドＤＰＣＭ数Ｎ、を量子化された予測数Ｎ、から減
じて、差目盛数Ｎ、を誘導する。普通のＤＰＣＭデコー
ダにおけるように、差の数を予測値と合計して再構成さ
れたサンプル値を生成する。次いで、再構成された値を
使用して、引キ統＜サンプルについての予測値を得る。
ングは、かなり直接的な問題である。記録されたハイブ
リッドＤＰＣＭ数Ｎ、を量子化された予測数Ｎ、から減
じて、差目盛数Ｎ、を誘導する。普通のＤＰＣＭデコー
ダにおけるように、差の数を予測値と合計して再構成さ
れたサンプル値を生成する。次いで、再構成された値を
使用して、引キ統＜サンプルについての予測値を得る。
第４図を参照すると、本発明による変形／”ｉイブリッ
ドＤＰＣＭ符号器のブロック線図が示されている。前述
したように、本発明による符号器は上に参照したパン・
ブウルの論文に記載されているような従来のハイブリッ
ドＤＰＣＭ符号器に関して変更し、予測値がすぐ前のサ
ンプルの基づかないようにし、そして５ビットの符号化
を用いる。
ドＤＰＣＭ符号器のブロック線図が示されている。前述
したように、本発明による符号器は上に参照したパン・
ブウルの論文に記載されているような従来のハイブリッ
ドＤＰＣＭ符号器に関して変更し、予測値がすぐ前のサ
ンプルの基づかないようにし、そして５ビットの符号化
を用いる。
さらに詳しくは、デシメイションフィルタ４１の出力に
おいて８ビットの量子化されたサンプルの符号を減算器
６１に結合する。次いで、８ビットの符号を符号圧縮、
スライド目盛量子化器６３において５ビットに量子化し
、量子化器６３の出力を加算器６５の入力に結合する。
おいて８ビットの量子化されたサンプルの符号を減算器
６１に結合する。次いで、８ビットの符号を符号圧縮、
スライド目盛量子化器６３において５ビットに量子化し
、量子化器６３の出力を加算器６５の入力に結合する。
減算器加算器６１から供給される８ビットの符号の最も
有意のビットを、また、加算器６５に結合する。最も有
意のビットを符号ビットとして使用する。加算器６５の
出力をリミッタ６７を通して出力バッファ４７およびデ
コーダ７０内の減算器７１の１つの入力に結合する。デ
コーダ７０を使用して、符号化プロセスのための予測サ
ンプルを再構成する。
有意のビットを、また、加算器６５に結合する。最も有
意のビットを符号ビットとして使用する。加算器６５の
出力をリミッタ６７を通して出力バッファ４７およびデ
コーダ７０内の減算器７１の１つの入力に結合する。デ
コーダ７０を使用して、符号化プロセスのための予測サ
ンプルを再構成する。
減算器７１はその負入力ポートにおける固定目盛の予測
値Ｎ、をその正入力ボートにおけるハイブリッド値Ｎｋ
から減じ、そして差値Ｎ、を生成し、このＮ４はスケー
ラ７３で参照され、そして加算器７５へ１つの入力とし
て供給される。加算器７５の出力はリミッタ７７および
遅延器７９を通して結合され、サンプルは２回線の遅延
にかけられるので、こうして使用される予測値は前の第
２回線から誘導され、そして結局問題のサンプルと整列
される。遅延器７９の出力は、加算器７５への第２人力
として、減算器６１の差入力へ、および固定目盛の量子
化器８１へ結合され、量子化８１は、量子化器／スケー
ラ６３として、８ビットの符号を５ビットに効果的に量
子化する。符号化スケーラ８１の出力は加算器６５およ
び減算器７１へ結合される。
値Ｎ、をその正入力ボートにおけるハイブリッド値Ｎｋ
から減じ、そして差値Ｎ、を生成し、このＮ４はスケー
ラ７３で参照され、そして加算器７５へ１つの入力とし
て供給される。加算器７５の出力はリミッタ７７および
遅延器７９を通して結合され、サンプルは２回線の遅延
にかけられるので、こうして使用される予測値は前の第
２回線から誘導され、そして結局問題のサンプルと整列
される。遅延器７９の出力は、加算器７５への第２人力
として、減算器６１の差入力へ、および固定目盛の量子
化器８１へ結合され、量子化８１は、量子化器／スケー
ラ６３として、８ビットの符号を５ビットに効果的に量
子化する。符号化スケーラ８１の出力は加算器６５およ
び減算器７１へ結合される。
第５図および第６図は、第４図に示すハイブリッドＤＰ
ＣＭ符号器内の固定目盛量子化器８１およびスライド目
盛量子化器６３についての予測誤差および量子化予測誤
差の間の関係を示す。第５図に示すように、追加のまた
は第５ビットのため、量子化器の符号の解像度は従来の
４ビットの機構に関して効果的に２倍とされそして、符
号の解像度は目盛の下端付近において圧縮または集中し
て、許容されうる粒状性のための過負荷を犠牲にしない
という事実は、特に重要である。
ＣＭ符号器内の固定目盛量子化器８１およびスライド目
盛量子化器６３についての予測誤差および量子化予測誤
差の間の関係を示す。第５図に示すように、追加のまた
は第５ビットのため、量子化器の符号の解像度は従来の
４ビットの機構に関して効果的に２倍とされそして、符
号の解像度は目盛の下端付近において圧縮または集中し
て、許容されうる粒状性のための過負荷を犠牲にしない
という事実は、特に重要である。
さらに、第６図に示す、量子化特性の折返し対称のため
、第１および第３四分円（ｑｕａｄｒａｎｔ）の両者の
特性を第１四分円にシフトし、これにより５ビットの解
像度を６ビットに２倍にすることができ、もちろん、符
号ビットを使用して四分円を描くことを実現する。
、第１および第３四分円（ｑｕａｄｒａｎｔ）の両者の
特性を第１四分円にシフトし、これにより５ビットの解
像度を６ビットに２倍にすることができ、もちろん、符
号ビットを使用して四分円を描くことを実現する。
ここで第７図を参照すると、通信チャンネル６０の受信
機サイトのダウンリンクにおいて使用する、受信機／再
構成ユニットの略ブロック線図がしめされている。これ
は受信機９０からなり、その入力は通信リンク６０に結
合され、そしてその出力はデスクランブラ９１に結合さ
れている。デスクランブラ９１は伝送端におけるライン
符号器スクランブラ５５に対して相補的であり、規定し
たマルチ−ビット多項を実施するために相互に接続され
た、モジュロ−ツー加算器、シフトレジスタ多項回路を
使用する。
機サイトのダウンリンクにおいて使用する、受信機／再
構成ユニットの略ブロック線図がしめされている。これ
は受信機９０からなり、その入力は通信リンク６０に結
合され、そしてその出力はデスクランブラ９１に結合さ
れている。デスクランブラ９１は伝送端におけるライン
符号器スクランブラ５５に対して相補的であり、規定し
たマルチ−ビット多項を実施するために相互に接続され
た、モジュロ−ツー加算器、シフトレジスタ多項回路を
使用する。
デスクランブラ９１の出力はデマルチプレクサ９３に結
合されいる。デマルチプレクサ９３はオーディオおよび
圧縮したビデオ信号をデータのそれぞれのフレームから
分離し、そして圧縮したビデオ信号をデコーダ９５へ送
る。
合されいる。デマルチプレクサ９３はオーディオおよび
圧縮したビデオ信号をデータのそれぞれのフレームから
分離し、そして圧縮したビデオ信号をデコーダ９５へ送
る。
デコーダ９５は、前述の、第４図に詳しく示す、伝送端
におけるＨ−ＤＰＣＭ符号器４３内のデコーダ７０と同
じような形状である。結局、デコーダ９５は、ＰＣＭか
ら帯域制限アナログフォーマットに変換すべき、８ゼツ
トのデコンブレスド（ｄｅｃｏｍｐｒｅｓｓｄ）信号を
生成する。
におけるＨ−ＤＰＣＭ符号器４３内のデコーダ７０と同
じような形状である。結局、デコーダ９５は、ＰＣＭか
ら帯域制限アナログフォーマットに変換すべき、８ゼツ
トのデコンブレスド（ｄｅｃｏｍｐｒｅｓｓｄ）信号を
生成する。
この目的で、デコーダ９５の出力をレートダブラ回路１
０１に結合し、この回路１０１はデコーダ９５の出力に
おいて誘導される連続するサンプルの符号の間にゼロ値
のサンプルを挿入することによって、データのレートを
２倍にする。次いで、生ずるビットの流れを低域ディジ
タル補間フィルタ１０３に供給する。この補間フィルタ
１０３は、効果的に、符号化ユニット内のデシメイシ日
ンフィルタ４１に相当する。フィルタ係数は、サンプリ
ング周波数の奇数の倍数に集中する、サンプリングした
ビデオ信号のイメージを除去するように選択される。
０１に結合し、この回路１０１はデコーダ９５の出力に
おいて誘導される連続するサンプルの符号の間にゼロ値
のサンプルを挿入することによって、データのレートを
２倍にする。次いで、生ずるビットの流れを低域ディジ
タル補間フィルタ１０３に供給する。この補間フィルタ
１０３は、効果的に、符号化ユニット内のデシメイシ日
ンフィルタ４１に相当する。フィルタ係数は、サンプリ
ング周波数の奇数の倍数に集中する、サンプリングした
ビデオ信号のイメージを除去するように選択される。
補間フィルタ１０３の出力をディジタル−アナログ変換
器１０５に結合する。ディジタル−アナログ変換器１０
５は濾過したサンプリング値をアナログの形態に変換す
る。生ずるアナログ信号内のエネルギーは、１７．２Ｍ
Ｈｚの変換周波数の倍数に割型され、下流の低域フィル
タ１０７の使用により除去され、このフィルタ１０７か
ら再構成された出力アナログカラービデオ信号は再構成
されたビデオ出力りンク１１０で誘導される。
器１０５に結合する。ディジタル−アナログ変換器１０
５は濾過したサンプリング値をアナログの形態に変換す
る。生ずるアナログ信号内のエネルギーは、１７．２Ｍ
Ｈｚの変換周波数の倍数に割型され、下流の低域フィル
タ１０７の使用により除去され、このフィルタ１０７か
ら再構成された出力アナログカラービデオ信号は再構成
されたビデオ出力りンク１１０で誘導される。
補間フィルタ１０３は、好ましくは、第４７のオーダー
のＦＩＲ半帯域低域フィルタであり、これは一定の遅延
を提供するので、カラーの情報はキャリア上の輝度の情
報から結局置換されない。
のＦＩＲ半帯域低域フィルタであり、これは一定の遅延
を提供するので、カラーの情報はキャリア上の輝度の情
報から結局置換されない。
補間フィルタ１０３の振幅応答は、伝送サイトにおける
符号器ユニットにおいて使用するデシメイシ普ンフィル
タ４１（第２図）のそれと効果的に合致する。フィルタ
の停止帯域の減衰はデコンプレスド（ｄｅｃｏｍｐｒｅ
ｓｓｅｄ）ＰＣＭ信号のスペクトルイメージを除去し、
その最長の構成成分はほぼ３．５ＭＨｚおよび８．６−
３．５８ＭＨｚ（カラー副搬送波のイメージ）である。
符号器ユニットにおいて使用するデシメイシ普ンフィル
タ４１（第２図）のそれと効果的に合致する。フィルタ
の停止帯域の減衰はデコンプレスド（ｄｅｃｏｍｐｒｅ
ｓｓｅｄ）ＰＣＭ信号のスペクトルイメージを除去し、
その最長の構成成分はほぼ３．５ＭＨｚおよび８．６−
３．５８ＭＨｚ（カラー副搬送波のイメージ）である。
補間フィルタ１０３は対称の約８．６ＭＨｚである。
フィルタは３．５ＭＨｚにおいてゼロ応答、カラー副搬
送波イメージ（３，５８ＭＨｚ）において実質的な減衰
（５０ｄＢ）および４．６ＭＨｚ〜３．５ＭＨｚの周波
数について実質的な減衰（少なくとも３２ｄＢ）を有す
る。
送波イメージ（３，５８ＭＨｚ）において実質的な減衰
（５０ｄＢ）および４．６ＭＨｚ〜３．５ＭＨｚの周波
数について実質的な減衰（少なくとも３２ｄＢ）を有す
る。
以上の説明から理解されるように、折返した、ハイブリ
ッド差分パルス符号変調符号化機構およ・び帯域制限フ
ィルタ機構を組み合わせることによって、本発明は、従
来の４ビットの解像度構成より有意に増大した、符号化
解像度および再構成された信号品質を達成することがで
きる。結局、本発明は、５ビット／サンプル符号化解像
度において４５Ｍｂ／ｓの通信チャンネルを越える伝送
のための、複合ＮＴＳＣカラーテレビジョン信号をディ
ジタル的に符号化する有効な機構を提供し、これは符号
化プロセスにおいて使用する折返した、ノ１イブリッド
差分パルス符号変調の対称性のため、６ビット／サンプ
ルの符号化解像度を効果的に生成し、こうしてシステム
の性能をかなり増大する。
ッド差分パルス符号変調符号化機構およ・び帯域制限フ
ィルタ機構を組み合わせることによって、本発明は、従
来の４ビットの解像度構成より有意に増大した、符号化
解像度および再構成された信号品質を達成することがで
きる。結局、本発明は、５ビット／サンプル符号化解像
度において４５Ｍｂ／ｓの通信チャンネルを越える伝送
のための、複合ＮＴＳＣカラーテレビジョン信号をディ
ジタル的に符号化する有効な機構を提供し、これは符号
化プロセスにおいて使用する折返した、ノ１イブリッド
差分パルス符号変調の対称性のため、６ビット／サンプ
ルの符号化解像度を効果的に生成し、こうしてシステム
の性能をかなり増大する。
本発明による実施態様を示しかつ説明したが、本発明は
それに限定されず、当業者に知られている多数の変化お
よび変更が可能であり、したがって本発明はここに示し
かつ説明した細部に限定されず、当業者とって明らかな
、すべての変化および変更は本発明の範囲内に包含され
る。
それに限定されず、当業者に知られている多数の変化お
よび変更が可能であり、したがって本発明はここに示し
かつ説明した細部に限定されず、当業者とって明らかな
、すべての変化および変更は本発明の範囲内に包含され
る。
第１図は、本発明による複合カラーテレビジョン信号伝
送システムの（符号化）伝送端の略ブロック線図である
。 第２図は、第１図の符号器、伝送システムの帯域制限デ
シメイションフィルタ４１および第７図の受信機、再構
成システムの補間フィルタ１０３の周波数通過帯域特性
を示す。 第３図は、ハイブリッドＤＰＣＭ符号化機構のオペレー
ションを示す。 第４図は、本発明による変形ハイブリッドＤＰＣＭ符号
器のブロック線図である。 第５図および第６図は、５ビットおよび折返し５ビット
のＨ−ＤＰＣＭ符号化のための量子化ビット誤差特性を
示す。 第７図は、受信機およびビデオ再構成ユニットの略ブロ
ック線図である。 １１ ビデオ入力ポート、リンク １２ ピーク検出器 １３ 差動増幅器 １５ 低域フィルタ １７ アナログ−ディジタル変換器 ２１ オーディオチャンネル ２３ 差動増幅器 ２５ フィルタ ２７ アナログ−ディジタル変換器 ３０ 回線 ３１ 同期ストリッパー回路 ３３ クロック発生器 ３５ デイバイドーパイーツー−回路４１ 帯域制
限デシメイションフィルタ４３ ハイブリッド差分パ
ルス符号変調符号器 ４７ 先入れ先出しバッファ ５１ マルチプレクサ 固定記憶装置 スクランプリング符号器 ディジタル通信リンク 減算器 スライド目盛量子化器 加算器 リミッタ デコーダ 減算器 スケーラ 加算器 リミッタ 遅延器 固定目盛量子化器 受信機 デスクランブラ デマルチプレクサ デコーダ レートダブラ回路 補間フィルタ ディジタル−アナログ変換器 低域フィルタ ビデオ出力リンク
送システムの（符号化）伝送端の略ブロック線図である
。 第２図は、第１図の符号器、伝送システムの帯域制限デ
シメイションフィルタ４１および第７図の受信機、再構
成システムの補間フィルタ１０３の周波数通過帯域特性
を示す。 第３図は、ハイブリッドＤＰＣＭ符号化機構のオペレー
ションを示す。 第４図は、本発明による変形ハイブリッドＤＰＣＭ符号
器のブロック線図である。 第５図および第６図は、５ビットおよび折返し５ビット
のＨ−ＤＰＣＭ符号化のための量子化ビット誤差特性を
示す。 第７図は、受信機およびビデオ再構成ユニットの略ブロ
ック線図である。 １１ ビデオ入力ポート、リンク １２ ピーク検出器 １３ 差動増幅器 １５ 低域フィルタ １７ アナログ−ディジタル変換器 ２１ オーディオチャンネル ２３ 差動増幅器 ２５ フィルタ ２７ アナログ−ディジタル変換器 ３０ 回線 ３１ 同期ストリッパー回路 ３３ クロック発生器 ３５ デイバイドーパイーツー−回路４１ 帯域制
限デシメイションフィルタ４３ ハイブリッド差分パ
ルス符号変調符号器 ４７ 先入れ先出しバッファ ５１ マルチプレクサ 固定記憶装置 スクランプリング符号器 ディジタル通信リンク 減算器 スライド目盛量子化器 加算器 リミッタ デコーダ 減算器 スケーラ 加算器 リミッタ 遅延器 固定目盛量子化器 受信機 デスクランブラ デマルチプレクサ デコーダ レートダブラ回路 補間フィルタ ディジタル−アナログ変換器 低域フィルタ ビデオ出力リンク
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、構成成分： 量子化器／フィルタ手段、前記手段は、カラーテレビジ
ョンの信号を受信するように結合されており、前記カラ
ーテレビジョンの信号の帯域幅の少なくとも２倍に効果
的に相当するサンプリングレートおよび空間的に固定さ
れたサンプリングパターンを生成するレートで、前記カ
ラーテレビジョンの信号を順次にサンプリングし、そし
てそれを代表するディジタル符号信号を発生し、その周
波数の内容は前記カラーテレビジョンの信号の帯域幅よ
り小さく効果的に制限される；および 符号圧縮手段、前記手段は、前記量子化器／フィルタ手
段により発生され、濾過されたディジタル符号信号を受
信するように結合されており、前記ディジタル符号信号
をハイブリッド差分パルス符号変調機構により圧縮し、
ここで前記カラーテレビジョンの信号の前の第ｊのサン
プルと関連するディジタル符号値および前記前の第ｊの
サンプルと関連するディジタル符号値と前記カラーテレ
ビジョンの信号の第ｉのサンプルのディジタル符号値と
の間の差は組み合わされて、前記第ｉのサンプルのため
のディジタル出力符号値を生成し、前記前の第ｊのサン
プルは前記第ｉのサンプルのカラー副搬送波の位相に効
果的に相当するカラー副搬送波の位相を有し、そして前
記ディジタル出力符号を構成するビットの数は前記デー
タ伝送レート対前記サンプルレートの比に近似する積分
値である； からなることを特徴とする、規定したデータ伝送レート
においてディジタル通信リンクを越える伝送のためにカ
ラーテレビジョンの信号をディジタル的に符号化する装
置。 ２、前記量子化器／フィルタ手段は、前記カラーテレビ
ジョンの信号の帯域幅の４倍に効果的に相当するサンプ
リングレートおよび空間的に固定されたサンプリングパ
ターンを生成するレートにおいて、前記カラーテレビジ
ョンの信号を量子化し、そしてそれを代表するディジタ
ル符号信号を発生する手段、および前記カラーテレビジ
ョンの信号の帯域幅より小さい通過帯域周波数を有し、
前記発生したディジタル符号の信号を濾過するデシメイ
ションフィルタ手段、および交互する濾過されたディジ
タル符号信号を前記符号圧縮手段に結合する手段からな
る、上記第１項記載の装置。 ３、前記カラーテレビジョンの信号は４．２ＭＨｚの公
称ビデオ帯域幅を有するＮＴＳＣ複合カラーテレビジョ
ン信号からなり、前記規定したデータ伝送レートは４４
．７３６Ｍｂ／ｓに相当し、そして前記ディジタル出力
符号は５ビットのディジタル出力符号からなる、上記第
１項記載の装置。 ４、前記量子化器／フィルタ手段は、前記発生したディ
ジタル符号の信号の周波数の内容を４．０ＭＨｚ程度の
周波数の通過帯域に効果的に制限する手段を含む、上記
第３項記載の装置。 ５、前記前の第ｊのサンプルは、前記カラーテレビジョ
ンの信号の同一場の第２の前のライン中に存在するサン
プルに相当する、上記第１項記載の装置。 ６、前記カラーテレビジョンの信号は４．２ＭＨｚの公
称ビデオ帯域幅を有するＮＴＳＣ複合カラーテレビジョ
ン信号からなり、前記規定したデータ伝送レートは４４
．７３６Ｍｂ／ｓに相当し、そして前記ディジタル出力
符号は５ビットのディジタル出力符号からなり、そして
前記量子化器／フィルタ手段は４．０ＭＨｚ程度の通過
帯域の周波数を有する通過帯域フィルタを含む、上記第
５項記載の装置。 ７、前記カラーテレビジョンの信号の前記前の第ｊのサ
ンプルと関連するディジタル符号は、前記前の第ｊのサ
ンプルのためのディジタル出力符号値の復号値に相当す
る、上記第１項記載の装置。 ８、前記ハイブリッド差分パルス符号変調機構は、前記
カラーテレビジョンの信号の前の第ｊのサンプルと関連
するディジタル符号値および前記前の第ｊのサンプルと
関連するディジタル符号値と前記カラーテレビジョンの
信号の第ｉのサンプルのディジタル符号値との間の差を
合計して、前記第ｉのサンプルのためのディジタル出力
符号値を生成する手段からなる、上記第１項記載の装置
。 ９、伝送サイトに、 規定したデータ伝送レートにおいてディジタル通信リン
クを越える伝送のためにカラーテレビジョンの信号をデ
ィジタル的に符号化する配置、を含み、前記配置は、 量子化器／フィルタ手段、前記手段は、カラーテレビジ
ョンの信号を受信するように結合されており、前記カラ
ーテレビジョンの信号の帯域幅の少なくとも２倍に効果
的に相当するサンプリングレートおよび空間的に固定さ
れたサンプリングパターンを生成するレートで、前記カ
ラーテレビジョンの信号を順次にサンプリングし、そし
てそれを代表するディジタル符号信号を発生し、その周
波数の内容は前記カラーテレビジョンの信号の帯域幅よ
り小さく効果的に制限される；および 符号圧縮手段、前記手段は、前記量子化器／フィルタ手
段により発生されたディジタル符号信号を受信するよう
に結合されており、前記ディジタル符号信号をハイブリ
ッド差分パルス符号変調機構により圧縮し、ここで前記
カラーテレビジョンの信号の前の第ｊのサンプルと関連
するディジタル符号値および前記前の第ｊのサンプルと
関連するディジタル符号値と前記カラーテレビジョンの
信号の第ｉのサンプルのディジタル符号値との間の差は
組み合わされて、前記第ｉのサンプルのためのディジタ
ル出力符号値を生成し、前記前の第ｊのサンプルは前記
第ｉのサンプルのカラー副搬送波の位相に効果的に相当
するカラー副搬送波の位相を有し、そして前記ディジタ
ル出力符号を構成するビットの数は前記データ伝送レー
ト対前記サンプルレートの比に近似する積分値である；
および 前記符号圧縮手段により生成されたディジタル出力符号
をオーディオ信号を代表する少なくとも１つの追加のデ
ィジタル符号と制御可能に組み合わせ、そして生ずる組
み合わされた符号を前記ディジタル通信リンクを越えて
受信機サイトに伝送する手段； からなることを特徴とする、カラーテレビジョンの信号
の通信システム。 １０、前記量子化器／フィルタ手段は、前記カラーテレ
ビジョンの信号の帯域幅の４倍に効果的に相当するサン
プリングレートおよび空間的に固定されたサンプリング
パターンを生成するレートにおいて、前記カラーテレビ
ジョンの信号を量子化し、そしてそれを代表するディジ
タル符号信号を発生する手段、および前記カラーテレビ
ジョンの信号の帯域幅より小さい通過帯域周波数を有し
、前記発生したディジタル符号信号を濾過するデシメイ
ションフィルタ手段、および交互する濾過されたディジ
タル符号信号を前記符号圧縮手段に結合する手段からな
る、上記第９項記載のカラーテレビジョンの信号の通信
システム。 １１、受信機サイトにおいて、 前記伝送サイトから前記ディジタル通信リンクを越えて
伝送され、そして前記生ずる組み合わせされた符号から
前記ディジタル出力符号を制御可能に分離する、生ずる
組み合わされた符号を受信する手段；および 前記受信手段に結合されており、前記ディジタル出力符
号の内容を復号し、そしてそれから前記帯域制限された
カラーテレビジョンの信号を再構成する再構成手段； をさらに含む、上記第９項記載のカラーテレビジョンの
信号の通信システム。 １２、前記再構成手段は、前記ハイブリッド差分パルス
符号変調機構に従って前記ディジタル出力符号の内容を
復号して、前記第ｉのサンプル値のためのディジタル符
号値を生成するデコーダ手段、前記デコーダ手段の出力
に結合されており、前記ディジタル符号値を濾過する低
域ディジタル補間フィルタ、および前記補間フィルタの
出力に結合されており、前記カラーテレビジョンの信号
の第ｉのサンプル値を代表するアナログ信号を誘導する
ディジタル−アナログ変換器からなる、上記第１１項記
載のカラーテレビジョンの信号の通信システム。 １３、前記カラーテレビジョンの信号は４．２ＭＨｚの
公称ビデオ帯域幅を有するＮＴＳＣ複合カラーテレビジ
ョン信号からなり、前記規定したデータ伝送レートは４
４．７３６Ｍｂ／ｓに相当し、そして前記ディジタル出
力符号は５ビットのディジタル出力符号からなる、上記
第１２項記載のカラーテレビジョンの信号の通信システ
ム。 １４、前記量子化器／フィルタ手段は、前記発生したデ
ィジタル符号の信号の周波数の内容を４．０ＭＨｚ程度
の周波数の通過帯域に効果的に制限する手段を含む、上
記第１３項記載のカラーテレビジョンの信号の通信シス
テム。 １５、前記前の第ｊのサンプルは、前記カラーテレビジ
ョンの信号の同一場の第２の前のライン中に存在するサ
ンプルに相当する、上記第１２項記載のカラーテレビジ
ョンの信号の通信システム。 １６、前記カラーテレビジョンの信号は４．２ＭＨｚの
公称ビデオ帯域幅を有するＮＴＳＣ複合カラーテレビジ
ョン信号からなり、前記規定したデータ伝送レートは４
４．７３６Ｍｂ／ｓに相当し、そして前記ディジタル出
力符号は５ビットのディジタル出力符号からなり、そし
て前記量子化器／フィルタ手段は４．０ＭＨｚ程度の通
過帯域の周波数を有する通過帯域フィルタを含む、上記
第１５項記載のカラーテレビジョンの信号の通信システ
ム。 １７、前記カラーテレビジョンの信号の前記前の第ｊの
サンプルと関連するディジタル符号は、前記前の第ｊの
サンプルのためのディジタル出力符号値の復号値に相当
する、上記第９項記載のカラーテレビジョンの信号の通
信システム。 １８、前記ハイブリッド差分パルス符号変調機構は、前
記カラーテレビジョンの信号の前の第ｊのサンプルと関
連するディジタル符号値および前記前の第ｊのサンプル
と関連するディジタル符号値と前記カラーテレビジョン
の信号の第ｉのサンプルのディジタル符号値との間の差
を合計して、前記第ｉのサンプルのためのディジタル出
力符号値を生成する手段からなる、上記第９項記載のカ
ラーテレビジョンの信号の通信システム。 １９、工程： （ａ）カラーテレビジョンの信号を量子化器／フィルタ
機構に結合し、前記機構は、前記カラーテレビジョンの
信号の帯域幅の少なくとも２倍に効果的に相当するサン
プリングレートおよび空間的に固定されたサンプリング
パターンを生成するレートで、前記カラーテレビジョン
の信号を順次にサンプリングし、そしてそれを代表する
ディジタル符号信号を発生し、その周波数の内容は前記
カラーテレビジョンの信号の帯域幅より小さく効果的に
制限される；そして （ｂ）工程（ａ）において発生したディジタル符号の信
号をハイブリッド差分パルス符号変調機構により圧縮し
、ここで前記カラーテレビジョンの信号の前の第ｊのサ
ンプルと関連するディジタル符号値および前記前の第ｊ
のサンプルと関連するディジタル符号値と前記カラーテ
レビジョンの信号の第ｉのサンプルのディジタル符号値
との間の差は組み合わされて、前記第ｉのサンプルのた
めのディジタル出力符号値を生成し、前記前の第ｊのサ
ンプルは前記第ｉのサンプルのカラー副搬送波の位相に
効果的に相当するカラー副搬送波の位相を有し、そして
前記ディジタル出力符号を構成するビットの数は前記デ
ータ伝送レート対前記サンプルレートの比に近似する積
分値である；からなることを特徴とする、制限された帯
域幅のディジタル通信チャンネルを越える伝送のための
カラーテレビジョンの信号を符号化する方法。 ２０、さらに、工程： （ｃ）工程（ｂ）において生成されたディジタル出力符
号をオーディオ信号を代表する少なくとも１つの追加の
ディジタル符号と制御可能に組み合わせ；そして （ｄ）生ずる組み合わされた符号を前記ディジタル通信
チャンネルを越えて伝送する； を含む、上記第１９項記載の方法。 ２１、さらに、工程： （ｅ）前記ディジタル通信チャンネルを越えて伝送され
た、生ずる組み合わされた符号を受信し（ｆ）前記ディ
ジタル出力符号を前記生ずる組み合わされた符号から制
御可能に分離し；そして（ｇ）工程（ｆ）において分離
されたディジタル出力符号の内容を復号し、そしてそれ
から前記帯域幅制限されたカラーテレビジョンの信号を
再構成する； を含む、上記第２０項記載の方法。 ２２、工程（ｇ）は、前記ハイブリッド差分パルス符号
変調機構に従って前記ディジタル出力符号の内容を復号
して、前記第ｉのサンプル値のためのディジタル符号信
号を生成し、前記ディジタル符号信号を低域ディジタル
補間フィルタを通して濾過し、そして前記ディジタル補
間フィルタの出力から前記カラーテレビジョンの信号の
第ｉのサンプル値を代表するアナログ信号を誘導するこ
とからなる、上記第２１項記載の方法。 ２３、前記カラーテレビジョンの信号は４．２ＭＨｚの
公称ビデオ帯域幅を有するＮＴＳＣ複合カラーテレビジ
ョン信号からなり、前記規定したデータ伝送レートは４
４．７３６Ｍｂ／ｓに相当し、そして前記ディジタル出
力符号は５ビットのディジタル出力符号からなり、そし
て前記量子化器／フィルタ機構は４．０ＭＨｚ程度の通
過帯域の周波数を有する通過帯域フィルタを含む、上記
第１９項記載の方法。 ２４、前記前の第ｊのサンプルは前記カラーテレビジョ
ンの信号の同一の場の第２の前の回線中に存在するサン
プルに相当する、上記第２３記載の方法。 ２５、前記ハイブリッド差分パルス符号変調機構は、前
記カラーテレビジョンの信号の前の第ｊのサンプルと関
連するディジタル符号値および前記前の第ｊのサンプル
と関連するディジタル符号値と前記カラーテレビジョン
の信号の第ｉのサンプルのディジタル符号値との間の差
を合計して、前記第ｉのサンプルのためのディジタル出
力符号値を生成する、上記第１９項記載の方法。 ２６、工程（ａ）は、前記カラーテレビジョンの信号の
帯域幅の４倍に効果的に相当するサンプリングレートお
よび空間的に固定されたサンプリングパターンを生成す
るレートにおいて、前記カラーテレビジョンの信号を量
子化し、そしてそれを代表するディジタル符号信号を発
生し、そして前記発生したディジタル符号の信号をデシ
メイションフィルタ手段により濾過し、前記デシメイシ
ョンフィルタは前記カラーテレビジョンの信号の帯域幅
より小さい通過帯域の周波数を有し、そして交互する濾
過されたディジタル符号信号を前記ハイブリッド差分パ
ルス符号変調機構に結合することからなる、上記第１９
項記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/274,903 US4910586A (en) | 1988-11-22 | 1988-11-22 | Hybrid DPCM codec for composite color television signals |
| US274.903 | 1988-11-22 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02223291A true JPH02223291A (ja) | 1990-09-05 |
| JP2876228B2 JP2876228B2 (ja) | 1999-03-31 |
Family
ID=23050091
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1300981A Expired - Lifetime JP2876228B2 (ja) | 1988-11-22 | 1989-11-21 | 複合カラーテレビジョン信号のためのハイブリッドｄｐｃｍ ｃｏｄｅｃ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4910586A (ja) |
| JP (1) | JP2876228B2 (ja) |
| CA (1) | CA2002053C (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE4118984A1 (de) * | 1991-06-08 | 1992-12-10 | Philips Patentverwaltung | Einrichtung zur uebertragung eines farbfernsehsignals |
| US5220410A (en) * | 1991-10-02 | 1993-06-15 | Tandy Corporation | Method and apparaus for decoding encoded video data |
| JPH05284527A (ja) * | 1992-04-02 | 1993-10-29 | Sony Corp | クロマ信号処理回路 |
| JP2778412B2 (ja) * | 1993-05-20 | 1998-07-23 | 国際電信電話株式会社 | 動き補償フレーム間コンポジットｔｖ信号直接符号化装置 |
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| EP0920216A1 (de) * | 1997-11-25 | 1999-06-02 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Codierung und zur Decodierung einer Bildsequenz |
| US20020110157A1 (en) * | 2001-02-14 | 2002-08-15 | Kestrel Solutions | Method and apparatus for providing a gigabit ethernet circuit pack |
| US6624766B1 (en) * | 2001-05-09 | 2003-09-23 | Kestrel Solutions, Inc. | Recovery and transmission of return-to-zero formatted data using non-return-to-zero devices |
| DE602004019275D1 (de) * | 2004-06-07 | 2009-03-19 | St Microelectronics Srl | Verfahren zur Kompression von Bilddaten erfasst von einer Bayer-Farbfilteranordnung |
| US7667625B2 (en) * | 2007-02-28 | 2010-02-23 | Exar Corporation | Universal and fault-tolerant multiphase digital PWM controller for high-frequency DC-DC converters |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4663660A (en) * | 1986-06-20 | 1987-05-05 | Rca Corporation | Compressed quantized image-data transmission technique suitable for use in teleconferencing |
| DE3634691A1 (de) * | 1986-10-11 | 1988-04-14 | Philips Patentverwaltung | Differenzpulscodemodulator sowie dessen verwendung als demodulator |
-
1988
- 1988-11-22 US US07/274,903 patent/US4910586A/en not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-11-02 CA CA002002053A patent/CA2002053C/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-11-21 JP JP1300981A patent/JP2876228B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4910586A (en) | 1990-03-20 |
| JP2876228B2 (ja) | 1999-03-31 |
| CA2002053A1 (en) | 1990-05-22 |
| CA2002053C (en) | 2000-08-29 |
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