JPS6336591B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はオフセツトPSK信号の復調装置、
特に信号対雑音比が良好でないバースト状のオフ
セツトPSK信号を受信し復調する装置に関する
ものである。

オフセツトPSK通信方式はその変調波に包絡
線変動が少ないことから非線形応答を持つ伝送路
を通してもその非線形特性の影響を受けにくい。
このため、このオフセツトPSK通信方式は衛星
通信システムのように衛星（トランポンダー）搭
載の増幅器を飽和出力レベルで使用した方が、送
信電力の有効利用になるとともにシステム経費の
低減につながるような通信システムに適用すると
有利である。しかし、従来のPSK変調に比べて
オフセツト変調が追加されること、飽和レベル伝
送されるので包絡線変動が少ないこと、あるいは
通常のシステムでは信号対雑音比が良好でないこ
と等のため、オフセツトPSK変復調装置を実現
するにあたつては数々の問題を解決しなければな
らない。

衛星通信系等に用いられる通信方式の一つにバ
ースト通信方式がある。バースト通信方式におい
ては情報を伝送する場合にのみ送信動作が行なわ
れる。このようなバースト通信方式の利点は所要
電力が節減できることと、同一の衛星、同一の周
波数帯を用いて多数個の送受信局間で通信が行な
えるという点である。

またオフセツトPSK通信では情報は搬送波を
オフセツトPSK変調することによつて伝送され、
搬送波の相対的な位相変化の形で情報が表わされ
る。このようなオフセツトPSK信号の復調はオ
フセツトPSK変調信号の位相を基準搬送波の位
相と比較することによつて行なわれる。従つて、
オフセツトPSK変調信号の復調に際しては、受
信側において受信信号から基準搬送波を再生する
必要がある。またこれと同時に復調出力から、送
信されたデイジタル情報を再生するためにはタイ
ミング信号も必要であり、これもまた受信信号か
ら取り出されなければならない。

すなわち、バースト状のオフセツトPSK通信
においては受信された各バースト毎に基準搬送波
とタイミング信号の再生が必要である。ところが
このような基準搬送波およびタイミング信号とい
つた基準信号はバーストの到来と同時に瞬時に再
生されるものでなく、一般にある時間の遅れを伴
なう。この基準信号の再生に要する時間をアクジ
シヨン時間と称する。このアクジシヨン時間の間
は基準信号が確立していないため情報を伝達する
ことができない。そこでバーストの先端部分にア
クジシヨン時間に相当した時間だけ継続する、通
信情報を含まず、専ら基準信号の確立を促すため
の前置語（preamble word、通常は基準信号の
確立を促すための同期用の語と、送信局識別用の
語を含めて前置語と言うが、ここでは同期用の語
のみを前置語と称することにする）を設け、その
後に情報語（Information word）を続けるとい
う方法が用いられる。通信の効率を上げる上から
はこの前置語は短いほど望ましい。基準搬送波の
アクジシヨン時間を短くし、しかもその位相ジツ
タを小さくするという立場からは前置語は無変調
であることが好都合であるが、無変調信号からは
タイミング信号を取り出すことができない。そこ
で通常とられる方法の一つは前置語を時間的に２
つの部分に分け、その一方では信号を無変調とし
専ら基準搬送波の確立を行ない、他方では０，
ｘ，０，ｘ…といつた深い位相変調をかけタイミ
ング信号の確立を促す方法である。この方法は基
準搬送波とタイミング信号の双方のアクジシヨン
時間に対して余裕を見込む必要があるため、特に
前置語を短かくしたいという要求があるときは有
効な方法でない。また他の方法の一つに前置語全
体にわたつて適当な位相変調をかけ、これららタ
イミング信号を抽出するのと併行して、オフセツ
トPSK変調信号から基準搬送を抽出する方法を
用いて基準搬送波の確立を行なう方法がある。こ
のオフセツトPSK変調信号から基準搬送波を抽
出する方法は位相変調成分を除去する手段と、位
相ジツタを軽減する手段を組合わせたものであ
る。位相ジツタを軽減する手段としては大別し
て、位相同期回路を用いる方法と、帯域通過フイ
ルタを用いる方法とがある。前者は等価雑音帯域
を極めて狭くすることが容易であり、ジツタ軽減
効果が大きい反面、アクジシヨンが後者に比べて
不確実であるという欠点を持つ。また位相変調成
分を除去する手段としては、逆変調器を用いてオ
フセツトPSK変調信号を連続信号に変換するい
わゆる逆変調法、逓倍器を用いてPSK信号をそ
の相数だけ逓倍し、変調成分を除去した後再び周
波数逓降を行なういわゆる逓倍法、ならびにベー
スバンドの乗算器を用いて逆変調法の逆変調器と
類似の動作をさせるいわゆるコスタス（Costas）
法（この方法は位相同期回路とのみ組合わされて
用いられる）がよく知られている。これらオフセ
ツトPSK変調信号から基準搬送波を抽出する方
法の短所は逆変調器、逓倍器、乗算器といつた回
路要素の本質的な非直線性ならびにその回路実現
上の不完全性によつて信号対雑音比が劣化し、基
準搬送波の位相ジツタが多くなること、および入
力の信号対雑音比が悪くなるとアクジシヨン時間
が長くなること（いずれも前記の無変調信号から
基準搬送波を抽出する方法と比べて）である。

この発明の目的は上記した従来の方法の欠点を
改善し、アクジシヨン時間が短く、かつ位相ジツ
タの少ない基準搬送波を得る手段を備えたバース
トオフセツトPSK変調通信用の復調装置を提供
することにある。

この発明の装置は位相αと位相β（α，βは任
意の位相、但しβ−α≠０，π）を交互に取るよ
うに位相変調（PSK）された前置語部分、およ
びこれに後続し、位相2π／Ｎｉ（Ｎ：正の整数、ｉ ＝０，１，２，……，Ｎ−１）を取るようにＮ相
位相オフセツトPSK変調された情報語部分を有
するバースト状オフセツトPSK変調信号を受信、
復調するように構成される。

この発明ではオフセツトPSK変調信号の復調
に用いる基準搬送波の抽出に、雑音を除去し位相
ジツタを軽減する作用を持つ帯域通過フイルタ
と、振幅変動成分を除去する振幅制限回路からな
る搬送波成分抽出回路を用いる。

この発明では、前置語の部分では位相変調成分
の除去は行なわれず、受信信号は搬送波成分抽出
回路へ加えられる。前置語の部分では位相α，β
（β−α≠０，π）に交互に変調されているので
常に搬送波成分が存在し、位相変調成分の除去を
行なうことなく、搬送波を抽出することができ
る。

さらに、この搬送波の抽出と併行してタイシン
グ信号の抽出も従来の方法で行なうことができる
ため前置語の長さを前述した従来のものと比較し
短くすることができる。したがつて位相変調成分
の除去に伴なう位相ジツタの増加、アクジシヨン
時間の増加がない。また、情報語の部分では抽出
された基準搬送波の位相を基準として受信信号が
検波されその復調出力によつて受信信号に被制御
Ｎ相位相オフセツトPSK変調回路において逆方
向の位相変調が加えられて（逆変調法による位相
変調成分の除去）から前記搬送波成分抽出回路へ
加えられる。この動作状態の切り換えは制御信号
によつて被制御Ｎ相変調回路の動作状態を制御す
ることによつて行なわれる。また前記検波された
出力は復調出力として取り出される。

この発明は前置語の部分と情報語の部分の間で
位相が連続した基準搬送波を得るためにα＋β／２ ＋2π／Ｎｊ（ｊ＝０，１，２，……，Ｎ−１の任意 の値）の移相を行なう移相器を備える。また、こ
の発明は前置語、情報語の各部分に応じて回路の
動作状態を制御するための制御信号検出回路を備
える。

以下図面を用いて詳細に説明する。なお以下の
各実施例では特にことわらない限りＮ＝４の場合
に限つて述べる。

第１図はこの発明の一実施例の装置全体の構成
を示すブロツク図である。１は受信信号入力端子
であり、受信信号は４相（Ｎ相）位相検波回路
８、制御信号検出回路１０、ならびに遅延線路２
へ供給され、さらに遅延線路２の出力は移相器
４、被制御４相（Ｎ相）位相変調回路３を介して
搬送波成分抽出回路７へと供給される。この搬送
成分抽出回路７はこの実施例では、雑音を除去す
るための狭い通過帯域を持つた帯域通過フイルタ
５および振幅変動成分を除去する振幅制御器６か
ら成り立つている。制御信号検出回路１０は受信
信号が前置語部分であることを検出して第１の状
態の制御信号、及び情報語部分であることを検出
して第２の状態の制御信号をそれぞれ発生し、こ
の制御信号を被制御４相位相変調回路３および移
相器４へと供給する。この制御信号によつて制御
された被制御４相位相変調回路３は、制御信号が
第１の状態にあるときは、その入力信号をそのま
ま出力信号として搬送波成分抽出回路７へ供給す
る。つまり変調成分の除去は行なわれない。また
制御信号が第２の状態にあるときは被制御４相位
相変調回路３はその入力信号に対して、４相位相
検波回路８からの復調出力をクロツクタイミング
抽出回路１１より供給されるクロツクタイミング
を使用して、サンプリング識別再生回路１２でサ
ンプリング識別再生された出力に従つて逆変調を
行ない。位相変調成分の除去が行なわれた信号を
その出力信号として搬送波成分抽出回路７へ供給
する。搬送波成分抽出回路７で抽出された基準搬
送波は４相位相検波回路８へ供給され、ここで基
準搬送波の位相を基準として受信信号が検波され
る。この検波出力はクロツク抽出回路１１からの
クロツクを使つて識別再生回路１２でサンプリン
グされ復調出力として端子対９から出力される。
復順出力が２系列あるのは４相位相オフセツト
PSK変調波の１シンボルが２ビツトの情報を含
むためであり、復調出力は通常２系列の２値符号
列として得られる。また移相器４はその通過信号
に対して制御信号が第１の状態にあるときは０
の、第２の状態にあるときにはα＋β／２（α＋β／２ ＋2π／Ｎｊ，Ｎ＝４，ｊ＝０）の移送を与える。

次にこの発明になる装置が扱う受信信号の性質
について説明し、本装置の動作との関係を述べ
る。

第２図は４相位相オフセツトPSK復調出力を
示す。４相位相検波器８の２系統の出力を８１，
８２に示し、これらをサンプリング識別する際に
使用するクロツクタイミング信号を１１１，１１
１′に示す。サンプリング識別回路１２の出力を
１２１，１２２に示す。Ｔはシンボル周期を示し
タイング周波数の逆数である。検波器８の出力８
１と８２とは立上り、立下りのタイミングがＴ／
２だけずれているが、これは受信信号が４相位相
オフセツト変調波であり送信の変調時に一系列だ
けＴ／２時間のオフセツトがあるためである。こ
れに対し波形を識別するためのタイミング信号は
波形１１１，１１１′のようなタイミングに設定
され検波波形の振幅最大のところをサンプリング
識別するようになつている。尚、タイミング波形
１１１′はタイミング１１１の波形の極性を反転
させたものでちようどタイミング信号にＴ／２の
オフセツト時間をもたせたものと等価になつてい
る。第３図は装置各部の波形を示したものであ
る。参照数字１０３は受信信号の包絡線波形を示
したものであり、前置語の部分１０１および情報
語の部分１０２からバーストは形成されている。
この波形１０３の受信信号はその位相がシンボル
周期ＴでＴ／２のオフセツトをかけて位相変調さ
れており、その位相の変化の様子の一例を示した
のが第２図の波形１０４である。前置語の部分１
０１では位相はαとβを交互にとり、情報語の部
分１０２では位相は０，π／２，π，3π／２の
内のいずれかの値をとる。但し、Ｔ／２のオフセ
ツトがあるため位相変化はＴ／２毎に０，±π／
２に限られる。この位相の関係をベクトル図で示
したのが第４図である。前置語の部分の位相はベ
クトル１９，２０で表わされ、情報語の部分の位
相はベクトル２１，２２，２３，２４で表わされ
る。まず前置語の部分における動作を考える。こ
のベクトル１９および２０と抽出される基準搬送
波の位相との関係を示したのが第５図のベクトル
図である。第５図より明らかなようにベクトル１
９はベクトル２５とベクトル２６に分割して考え
ることができる。またベクトル２０はベクトル２
５とベクトル２７に分割できる。従つて前置語の
部分における位相は時間的に連続な成分を表わす
ベクトル２５と、時間的に交互に生じるベクトル
２６，２７の和で考えることができる。ここでベ
クトル２６，２７は等長、逆方向であるため、狭
帯域の帯域通過フイルタ５へ加わつた場合には平
均化されて消滅する。一方ベクトル２５は時間的
に連続な成分を表わすので帯域通過フイルタ５に
よつて取り出すことができる。この際帯域通過フ
イルタ５の帯域幅は雑音成分を除去する上からは
狭いほど好ましいがアクジシヨン時間を短くする
上からは広いほど好ましい。実際にはこれら相反
する要求を勘案して帯域幅が選ばれる。また帯域
通過フイルタ５の出力は振幅制限器によつて振幅
変動が除去されて、その出力として基準搬送波が
得られる。この基準搬送波の位相は第５図から明
らかなように（α＋β）／２である。ただし回路
素子の遅延時間は無視する。以上のように前置語
の部分からは位相変調成分除去回路を用いること
なく基準搬送波を抽出できる。このように位相変
調成分除去回路を用いずに基準搬送波を抽出する
ことの利点は先にも触れたように位相変調成分の
除去に伴なう雑音の増加がなく、またアクジシヨ
ン時間が雑音の影響を受け難い点である。このア
クジシヨン時間と雑音の関係について若干ふれ
る。今仮に前置語の部分においても逆変調によつ
て位相変調成分の除去を行なう場合について考え
る。この場合バースト開始時点においてはまだ基
準搬送波は抽出されておらず、搬送波成分抽出回
路の出力に現われているのは雑音のみである。従
つて、この時点では４相位相検波回路は受信信号
を正しく復調せず、復調出力は極めて大きな雑音
を含んでいる。このような雑音の多い復調出力で
逆変調された被制御４相位相変調回路出力は正し
く位相変調成分の除去が行なわれていないため搬
送波成分が少なく雑音が多い。このような信号対
雑音比の悪い入力から搬送波成分抽出回路によつ
て基準搬送波が抽出され、さらに４相位相検波回
路へと供給され、という過程が繰り返され次第に
信号対雑音比が改善される。つまりバースト開始
時点における雑音による偶発的な位相の偏りを初
期条件として搬送波成分が成長するために十分な
信号対雑音比を得るまでには、あらかじめ搬送波
成分を含んだ信号から搬送波成分を帯域通過フイ
ルタでとり出す場合に比べてはるかに長い時間を
要することになる。以上のように前置語の部分に
おいて位相変調成分の除去を行なわずに搬送波成
分の抽出を行なうことの利点は極めて大きい。

次に情報語の部分について考える。情報語の部
分においては制御信号は第２の状態にあり、移相
器４は（α＋β）／２の移相を通過信号に与え
る。第３図の波形１０４で示される受信信号位相
に対応した移相器４の出力信号の位相は波形１０
５のようになる。ここでまず４相位相検波回路８
の動作について説明する。４相位相検波回路８へ
は前置語の部分において確立された位相（α＋
β）／２を持つた基準搬送波が搬送波成分抽出回
路７から供給されている。この基準搬送波の位相
を基準にして受信信号の位相検波を行なうときの
受信信号の位相と復調出力の関係を第６図に示
す。つまり受信信号の位相が０を中心とする±
π／４の領域２８内にあるときには復調出力は
（０，０）、π／４〜8π／４領域２９内にあると
きは（０，１）、3π／４〜5π／４の領域３０内に
あるときは（１，１）、そして5π／４〜7π／４の
領域３１内にあるときには（１，０）となる。こ
のような４相位相検波回路はよく知られているよ
うに例えば基準搬送波にπ／４−（α＋β）／２
の移相を与える固定移相器、sin検波器およびcos
検波器で構成することができる。（通常sin検波器
およびcos検波器のみを含む回路を４相位相検波
回路と呼ぶことが多いが、ここでは回定移相器を
も含めた回路を４相位相検波回路と呼ぶことにす
る）。この復調出力はクロツクタイミングを使用
してサンプリング識別再生したのち端子対９から
得られると同時に被制御４相位相変調回路３へ加
えられて移相器４の出力信号に位相変調をかけ
る。ここで復調サンプリグ識別再生信号と変調位
相の関係は次のように定められている。つまり、
復調サンプリグ識別再生出力が（０，０）のとき
には移相をせず、（０，１）のときには−π／２、
（１，１）のときにはπ、そして（１，０）のと
きには＋π／２の移相を通過信号に与える。この
ようにすることにより、第３図の波形１０４，１
０５から明らかなように被制御４相位相変調回路
の出力は常に一定の位相（α＋β）／２を持つた
信号、つまり連続波となる。この連続波の位相を
第３図に破線１０５′で示す。ここで遅延線路２
の働きは、被制御４相位相変調回路８へ受信信号
が加わるとき、丁度その受信信号に対応した復調
出力が同回路へ加わるようにするためのものであ
る、その遅延時間は４相位相検波回路８と移相器
４の遅延時間差に等しく選ばれる。このようにし
て得られた連続波は搬送波成分抽出回路でそれに
付随する雑音成分が除かれて基準搬送波としてと
り出される。この抽出された基準搬送波は前置語
の部分と情報語の部分で共に同一の位相（α＋
β）／２を持つており、その境界に不連続を生じ
ない。これは制御信号により制御された移相器４
の働きによる。

なお、以上のこの発明になる装置の動作説明か
ら明らかなごとく、第１図の移相器４はその位置
を次の位置に変えても差しつかえない。すなわち
受信信号入力端子１の直後、遅延線路２の直前、
あるいは被制御４相位相変調回路３と搬送波成分
抽出回路７の間である。この最後の場合には移相
器４を通過する信号は連続波であるため、移相器
４の帯域は比較的狭くてよいという利点がある。
また、通常デイジタル信号の受信装置では復調出
力をクロツクタイミング信号でサンプリングし、
さらに振幅識別を行ない、雑音を含まない２値信
号に変換するという操作（ベースバンドパルス再
生）が行なわれるが、第１図の実施例にあつては
復調出力がこの機能を持つたサンプリング識別器
１２によつてこの動作を行なつている。この場合
には被制御４相変調回路３は再生されたベースバ
ンドパルスで駆動され、その動作はより確実とな
る。この場合、サンプリング識別器を動作させる
ためにクロツクタイミング信号を必要とするが、
被制御４相位相変調回路３が再生されたベースバ
ンドパルスで駆動されるのは情報語の部分からで
あり、この時点ではすでにクロツクタイミング信
号も確立しているのでこれを利用することができ
る。しかも、これをオフセツトPSK復調回路に
適用する場合には更に重要な意味をもつ。

即ち、先きに述べたように抽出搬送波の位相は
前置語受信時も情報語受信時も同一のα＋β／２に 揃えられるが、更に４相位相オフセツトPSK通
信の場合にはα＝π／２，β＝０と情報語の部分
において取り得る位相の内の１つに選べる。この
ことは抽出搬送波の位相は情報語受信中に熱雑音
あるいは干渉雑音等により稀な確率で位相同期が
はずれ再引き込みをせねばならない場合が発生す
る。この場合、再引き込みした抽出搬送波は位相
変化（＋π／２，−π／２，π）の可能性を有す
る。しかるに、抽出搬送波位相が＋π／２あるい
は−π／２変化した場合には、第７図に示すよう
に復調出力が交互に入れ替るように変化するため
同一のクロツクタイミング信号を使用してサンプ
リング識別したとすると第７図において第２図の
８１，８２が８２，８１と入れ替る。このため復
調出力の最も変化の少ない点をサンプリング識別
することになり、受信符号誤り率特性を極端に悪
くする結果となる。このためオフセツトPSK信
号復調回路ではサンプリング識別回路を復調出力
端子の直後におきその出力信号で被制御４相位相
オフセツトPSK変調回路を駆動するようにする。
このようにすると、＋π／２、−π／２位相に抽出
搬送波が再引き込みする可能性は無くなる。何故
ならば、＋π／２、−π／２位相に再引き込みした
としても被制御４相位相オフセツトPSK変調回
路の動作もまた誤るため抽出波は連続波にならず
雑音を含むランダム変調波となつてしまい位相引
き込みは保持されない。従つて、位相復調回路は
位相引き込みしているが復調部出力のサンプリン
グ識別特性が劣化するために符号誤り率特性が極
端に劣化するというオフセツトPSK信号特有の
現象を避けることが出来る。尚、このようにして
＋π／２、−π／２の位相に抽出搬送波が引き込
みする可能性はなくなつたが、０、又はπ位相の
変化は生ずる。π相に位相引き込みした場合には
サンプリング識別出力が０相の場合に比較して極
性が反転するのでこれを補う差動論理回路を付加
することにより解決される。

さらにまた先に説明した実施例においては制御
信号の状態が第１の状態から第２の状態に移る時
点と受信信号が前置語から情報語へ移る時点が一
致させてある。ところが現実には制御信号検出回
路の雑音による誤動作ということも考えられるの
で、制御信号の状態変移時点をあらかじめ若干の
余裕時間を見て受信信号の前置語から情報語への
変移時点に先行させることも有効な方法である。
この場合にも余裕時間の分だけ前置語を長く設計
しなければならないという点を除いて、この発明
になる装置を実現することができる。

次に位相αおよびβの選択についてはβ−α≠
０，πであれば任意の値でよい。このβ−αの値
を変えることにより、前置語の部分におけるタイ
ミング信号に関する情報を送るための電力と、基
準搬送波に関する情報を送るための電力との間の
分配比を自由に変えることができる。すなわちβ
−αをπに近づけることにより前者が、０に近づ
けることにより後者が増加する。しかし送信装置
の簡単化の点からはＮ＝４の場合であれば例えば
β＝π／2α＝０とそれぞれ情報語の部分におい
て取り得る位相の内の一つに選ぶことが有利であ
る。

次にこの発明になる装置を構成する回路要素の
具体的な実施例について述べる。

第８図はα＋β／２＋2π／Ｎｊの移相を行なう移相 器４の実施例を示す。この回路はいわゆるダイオ
ードを用いた反射形位相変調回路である。端子３
２から加わつた信号はサーキユレータ３４を通り
ダイオード３９に加わる。ダイオードが遮断状態
のときには信号はダイオードで反射してサーキユ
レータ３４を通り出力端子３３に現われる。一方
ダイオードが導通状態のときには信号は先端開放
の長さｌの線路４０の先端で反射して同じくサー
キユレータ３４を通り出力端子３３へ現われる。
このダイオードの遮断・導通の制御は制御端子３
８へ加えられる制御信号の極性を負あるいは正と
切り換えダイオードにかかるバイアスの極性を変
えることによつて行なわれる。インダクタンス３
５，３６、キヤパシタンス３７はバイアス回路を
形成している。ここで通過信号に与える位相の変
化量をα＋β／２＋2π／Ｎｊとするためにはダイオー ドが理想的オン、オフフ素子であれば線路の長さ
ｌを（α＋β／8π＋ｊ／2N）λとすればよい、但し、 λは搬送波周波数の線路４０の上における波長で
ある。

第９図は被制御４相位相変調回路３の一実施例
を示す回路図である。４７は通常の４相位相変調
回路であり、４６，４８はその入力端子である。
この４相位相変調回路は禁止ゲート回路４４，４
５の出力符号に対応して、通過信号に対して位相
変調を行なう。これら禁止ゲート回路４４，４５
はそれぞれ端子４２，４３からの復調出力を受け
また制御端子４１からの制御信号を受ける。制御
信号の第１の状態を２値符号の“１”つまりマー
クに、第２の状態を“０”つまりスベースに対応
させておくことにより、制御信号が第１の状態に
あるときには復調出力の状態にかかわらず常に４
相位相変調回路４７へは符号（０，０）が供給さ
れ、また制御信号が第２の状態にあるときには復
調出力がそのまま４相位相変調回路４７へ供給さ
れ、逆変調動作が行なわれる。

第１０図は被制御４相位相変調回路３の他の実
施例を示す回路図である。構成要素４１，４２，
４３，４６，４７，４８は第９図と同一のもので
ある。４９，５０は端子４１からの制御信号によ
つて制御され、連動して動作する切り換えスイツ
チであり、制御信号の状態が第１の状態にあると
きには両スイツチ共に下側の端子に接続し端子４
６からの信号をそのまま端子４８へ伝える。一方
制御信号の状態が第２の状態にあるときには両ス
イツチ共に上側の端子に接続し、端子４６からの
信号は４相位相変調回路４７へ導びかれ、ここに
おいて端子４２，４８からの復調出力に応じた逆
オフセツト変調が行なわれ、その結果が端子４８
へ現われる。

第１１図は搬送波成分抽出回路７の一実施例を
示すブロツク図である。第１図の実施例において
は振幅制限回路として振幅制御器６（具体的には
例えばダイオードリミツタなどが用いられる）を
用いているが、これは第１１図のように自動振幅
制御回路に置きかえることもできる。つまり端子
５１からの入力信号は帯域通過フイルタ５を通
り、振幅変調器５２で振幅変動分が除去されて出
力端子５３に現われる。振幅変調器５２を制御す
る信号は振幅検波器５４、直流増幅器５５、低域
通過フイルタ５６からなる帰還回路から得られ
る。この回路はよく知られた自動振幅制御回路で
あり、端子５３からはほとんど振幅変動のない信
号が得られる。このときの制御回路の帯域つまり
低域通過フイルタ５６の帯域は、帯域通過フイル
タ５の片側通過帯域と同等もしくは広く選ばれな
ければならない。

第１２図は同じく搬送波成分抽出回路７の他の
実施例を示すブロツク図である。帯域通過フイル
タ５と振幅制限器６が縦続接続されている点は第
１１図の実施例と同じであるが、これに加えてさ
らに自動位相制御回路が付加されている。帯域通
過フイルタは一般に、その中心周波数と入力信号
周波数が相対的に変化すると通過位相が変化する
という性質を持つている。従つて受信信号の周波
数安定度が悪い場合、あるいは帯域通過フイルタ
の中心周波数の周囲の温度変動による変化が大き
いような場合には抽出された基準搬送波の位相に
ずれが生じる。この現象は抽出された基準搬送波
の位相ジツタを少なくする目的で帯域通過フイル
タの帯域を狭くすればするほど著るしくなる。こ
のような現象をさけるため、自動位相制御回路を
付加したのが第１２図の実施例である。すなわち
入力端子５１から入つた入力信号は一部分岐され
位相比較器６０へ供給され、そこで帯域通過フイ
ルタ５、振幅制限器６、アナログ位相変調器５７
及び遅延線路６１を通過した位相と比較される。
ここで両者の位相があらかじめ定められた位相関
係からずれていると、そのずれを示す位相誤差信
号が位相比較器６０から得られ、直流増幅器５
９、低域通過フイルタ５８を介してアナログ位相
変調器５７の移相量を制御する。このような自動
位相制御回路を付加することにより、受信信号位
相に対して常に正しい位相関係を持つた基準搬送
波が得られる。ここで遅延線路６１の働きは受信
信号の搬送周波数が変化した場合にも４相位相検
波器８（第１図）の入力端における受信信号と基
準搬送波の位相関係を一定に保つためのものであ
り、その遅延時間は第１図の遅延線路２、移相器
４、被制御４相位相変調回路８の遅延時間の総和
に等しく選べばよい。

第１３図は制御信号検出回路１０の一実施例を
示す回路図である。６２は受信信号が加わる入力
端子であり、受信信号は包絡線検波器６３によつ
て検波され、検波された出力は閾値回路６４であ
る一定のレベル（閾値）以上であるか否か判定さ
れる。従つてこの閾値回路の出力は受信バースト
の持続時間と等しいパルス幅を持つたパルスとな
る。この出力波形を第３図波形１０６で示す。ま
た同図波形１０７は閾値回路の否定出力を遅延線
路６５で前置語の継続時間だけ遅らせた信号を示
す。これら波形１０６および１０７で示される信
号はアンド回路６６で論理演算され、その出力に
は波形１０８で示す信号が得られる。この信号は
出力端子６７から取り出されるが、波形１０８か
ら明らかなように受信信号の前置語に対応する時
点と情報語に対応する時点ではその状態が異な
る。従つてこの信号は第１図で説明した実施例に
おける制御信号として用いることができる。また
先にも説明したように制御信号検出回路の雑音に
よる誤動作の影響を軽減する目的で制御信号の状
態を受信信号が前置語から情報語へ移る時点より
先行して切り換えるという方法をとる場合であれ
ば、第１３図の遅延線路６５の遅延時間の分だけ
短かくすればよいことは明らかである。また衛星
を用いて行なう時分割多元接続方式によるバース
ト通信では通常同期用の前置語に続く部分で送信
局識別用の固有語（局識別符号と呼ばれる）を送
信し、受信側でこの固有語を検出してフレーム同
期をとるという方法が用いられるが、このフレー
ム同期信号を用いて制御信号を作ることも可能で
あることは容易に判る。この方法によれば受信信
号の包絡線検波を行なう第１３図の方法に比べて
誤りの少ない制御信号を得ることができる。

なお以上各実施例については主にＮ＝４の場合
について説明してきたがＮは任意の正の整数であ
つてもこの発明になる装置が実現できることは明
らかである。α＋β／２＋2π／Ｎｊでｊ＝０の場合に ついてのみ説明したが、ｊは１〜Ｎ−１の任意の
整数であつても良いことは次のように考えれば明
らかである。すなわち、第１図の実施例を用いて
説明すると、被制御４相位相変調回路３が制御信
号が第１の状態にあるときにはその入力信号をそ
のまま出力信号として搬送波成分抽出回路７へ供
給し、制御信号が第２の状態にあるときには入力
信号位相2π／Ｎｉに対して−2π／Ｎ（ｉ＋ｊ）の位相 変化を与えるような逆変調を行なえば良い。但し
ここでｉは情報に従つて変化する値であり、ｊは
あらかじめ定められた定数である。この場合被制
御４相位相変調回路３は本来の逆変調の外に−
2π／Ｎｊの固定的移相を行なつていることになり、 移相器４はこの固定移相を相殺するように働く。
このような固定移相は被制御４相位相変調回路３
の構成方法によつて生ずることもあり、また被制
御４相位相変調回路３の位相を制御する復調信号
を発生する４相位相検波回路８へ加わる基準搬送
波の位相を−2π／Ｎｊずらせた場合にも生ずる現象 である。

以上説明したようにこの発明によればアクジシ
ヨン時間が短く、かつ位相ジツタの少ない基準搬
送波を得る手段を備えた復調装置を得ることがで
きバーストオフセツトPSK通信の受信装置に用
いて極めて有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の装置全体の構成
を示すブロツク図、第２図は４相位相Ｔ／２オフ
セツト変調信号の復調を説明するための波形図、
第３図は第１図の装置各部の波形図、第４図は第
１図実施例における受信信号の位相を示すベクト
ル図、第５図は第１図実施例における受信信号の
前置語の部分の位相と抽出された基準搬送波の位
関係を示すベクトル図、第６図は４相位相検波回
路の動作を示す位相図、第７図は第２図と関連し
たサンプリング不可能となつた場合の説明図、第
８図は移相器の一実施例を示す回路図、第９図は
被制御４相位相変調回路の一実施例を示す回路
図、第１０図は被制御４相位相変調回路の他の実
施例を示す回路図、第１１図は自動振幅制御回路
を含む搬送波成分抽出回路の一実施例を示すブロ
ツク図、第１２図は自動位相制御回路を含む搬送
成分抽出回路の一実施例を示すブロツク図、第１
３図は制御信号検出回路の一実施例を示す回路図
である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 位相αと位相β（α，βは任意の位相、但し
   β−α≠０，π）を交互に取るように位相変調
   （PSK）された前置語（Preamble Word）部分、
   およびこれに後続し位相2πi／Ｎ（Ｎ；正の整数、
   ｉ＝０，１，２，…，Ｎ−１）を取るようにＮ相
   位相オフセツトPSK変調された情報語
   （information word）部分を有するバースト状の
   受信信号を復調する復調装置において、 (a) 前記受信信号から基準搬送波を抽出する搬送
   波成分抽出手段と、 (b) 前記抽出した基準搬送波の位相を基準として
   前記受信信号の位相検波するＮ相位相検波手段
   と、 (c) 前記受信信号からクロツクを抽出するクロツ
   ク抽出手段と、 (d) 前記抽出したクロツクで前記位相検波出力を
   サンプリングするサンプリング手段と、 (e) 第１の制御信号に応答して前記受信信号を前
   記搬送波抽出手段に結合し、第２の制御信号に
   応答し前記サンプリング手段の出力で前記受信
   信号にＮ相位相オフセツトPSK変調を加えそ
   の変調信号を前記搬送波手段に供給する被制御
   Ｎ相位相オフセツト変調手段と、 (f) 前記被制御Ｎ相位相オフセツト変調手段に縦
   続接続され、前記第２の制御信号に応答して通
   過信号に α＋β／２＋2π／２ｊ （ｊ＝０，１，２，…，Ｎ−１の任意の値）の
   移相を与える移相手段と、 (g) 前記受信信号の前記前置語部分及び情報語部
   分にそれぞれ応答して前記第１及び第２の制御
   信号を発生しこれら制御信号を前記被制御Ｎ相
   位相オフセツト変調手段及び移相手段に供給す
   る制御信号供給手段とを含む復調装置。