JPH0222638B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0222638B2 JPH0222638B2 JP4666583A JP4666583A JPH0222638B2 JP H0222638 B2 JPH0222638 B2 JP H0222638B2 JP 4666583 A JP4666583 A JP 4666583A JP 4666583 A JP4666583 A JP 4666583A JP H0222638 B2 JPH0222638 B2 JP H0222638B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- speed
- motor
- digital
- circuit
- primary current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 22
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 12
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 claims description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 17
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000004044 response Effects 0.000 description 8
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000006870 function Effects 0.000 description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、交流電動機をマイクロプロセツサ機
能を適用してベクトル制御する際、回転子速度を
サンプリングしてから１次電流制御が実行される
までの演算に時間を要することに起因する応答遅
れを解消した速度演算装置に関するものである。
能を適用してベクトル制御する際、回転子速度を
サンプリングしてから１次電流制御が実行される
までの演算に時間を要することに起因する応答遅
れを解消した速度演算装置に関するものである。
ベクトル制御は、誘導電動機または同期電動機
に対して行われるものであるが、ここでは同期電
動機への応用について述べる。
に対して行われるものであるが、ここでは同期電
動機への応用について述べる。
まず、同期電動機へベクトル制御を適用する場
合の基本的な制御系を第１図に示す。
合の基本的な制御系を第１図に示す。
第１図において、同期電動機１の回転子に直結
された速度検出器２の回転速度信号NFBと速度基
準値Nrefとを加算器３で図示の極性で加算し、こ
の速度誤差を増幅する速度増幅器４により１次電
流指令の増幅値｜ia｜を得る。ベクトル制御回路
５は前記速度増幅器４の出力｜ia｜と、前記同期
電動機１の回転子に直結された磁束位置検出器６
から出力される磁束位置信号φにより１次電流指
令値iaを出力する。電流増幅器７は前記同期電動
機１の１次電流を電流検出器８で検出して前記ベ
クトル制御回路５の出力信号iaに相当する１次電
流を同期電動機１に供給する。
された速度検出器２の回転速度信号NFBと速度基
準値Nrefとを加算器３で図示の極性で加算し、こ
の速度誤差を増幅する速度増幅器４により１次電
流指令の増幅値｜ia｜を得る。ベクトル制御回路
５は前記速度増幅器４の出力｜ia｜と、前記同期
電動機１の回転子に直結された磁束位置検出器６
から出力される磁束位置信号φにより１次電流指
令値iaを出力する。電流増幅器７は前記同期電動
機１の１次電流を電流検出器８で検出して前記ベ
クトル制御回路５の出力信号iaに相当する１次電
流を同期電動機１に供給する。
以上のようにして速度基準値Nrefに相当する同
期電動機１の回転速度を得る装置である。
期電動機１の回転速度を得る装置である。
一方、これらの制御にマイクロプロセツサを適
用したものが出現している。この特徴として、デ
ジタル処理であるため、情報に温度等によるドリ
フトの問題がない、マイクロプロセツサのもつ優
れた機能を容易に付加できる、新しい制御理論が
容易に付加できる、プログラマブルであるため適
用範囲が広くなる、などの利点が挙げられる。
用したものが出現している。この特徴として、デ
ジタル処理であるため、情報に温度等によるドリ
フトの問題がない、マイクロプロセツサのもつ優
れた機能を容易に付加できる、新しい制御理論が
容易に付加できる、プログラマブルであるため適
用範囲が広くなる、などの利点が挙げられる。
一方、デジタル処理やプロセツサ処理を行うの
で、磁束また速度がある周期をもつ時分割サンプ
リングになつたり、これらの情報から１次電流指
令値を演算するため、次のような欠点を有する。
で、磁束また速度がある周期をもつ時分割サンプ
リングになつたり、これらの情報から１次電流指
令値を演算するため、次のような欠点を有する。
１次電流が不連続な制御になるために高速運
転時には電流歪によるトルク脈動、トルク減
少、損失大、力率低下、振動騒音が発生する。
転時には電流歪によるトルク脈動、トルク減
少、損失大、力率低下、振動騒音が発生する。
速度データがサンプリングされた時刻と、こ
れを基に１次電流を制御する時刻には、ずれが
あるため、速度過渡応答時には応答に遅れを生
じる。（磁束位置の検出に関しても同様に遅れ
るがトルクはcos（φ−Δφ）となるので、φ≒
90゜付近では影響は小さい。） 〔発明の目的〕 本発明は、これらの欠点を解消することを目的
とするものであり、従来のアナログ制御方式の制
御のなめらかさという特性をそのままに、且つア
ナログ制御方式の欠点であつた温度ドリフトや調
整の煩わしさなどを持たないマイクロプロセツサ
を適用し、マイクロプロセツサが本来持つている
優れた機能を充分発揮させるようにしたものであ
る。
れを基に１次電流を制御する時刻には、ずれが
あるため、速度過渡応答時には応答に遅れを生
じる。（磁束位置の検出に関しても同様に遅れ
るがトルクはcos（φ−Δφ）となるので、φ≒
90゜付近では影響は小さい。） 〔発明の目的〕 本発明は、これらの欠点を解消することを目的
とするものであり、従来のアナログ制御方式の制
御のなめらかさという特性をそのままに、且つア
ナログ制御方式の欠点であつた温度ドリフトや調
整の煩わしさなどを持たないマイクロプロセツサ
を適用し、マイクロプロセツサが本来持つている
優れた機能を充分発揮させるようにしたものであ
る。
本発明は、交流電動機の回転子に直結された検
出器により、速度、磁束位置をデジタル量として
検出し、これらの検出値と速度指令及び位置指令
との偏差に応じて前記交流電動機の１次電流指令
値を演算し、この１次電流指令値を電流増幅器に
与えて交流電動機を制御する交流電動機制御にお
ける速度演算装置において、前記検出器によつて
検出された交流電動機の回転子速度に対応した２
進デジタル量を一定サンプリング周期τごとに入
力とし、１サンプリング前の速度データを常に保
持し出力する１ステージのシフトレジスタと、前
記サンプリングされたデジタル量と前記シフトレ
ジスタの１ステージのデジタル量とを減算して一
次近似の加速度に対応するデジタル量を求める減
算回路と、この減算回路で演算されたデジタル量
に前記サンプリング周期τ、演算遅れ時間τc等よ
り定められる定数Ｋを乗算して時間遅れ補正量を
演算する乗算回路と、前記サンプリングされたデ
ジタル量と前記乗算回路のデジタル量とを加算
し、補正された速度情報NFBを出力する加算回路
とを備えたことを特徴とする交流電動機制御にお
ける速度演算装置係るものである。
出器により、速度、磁束位置をデジタル量として
検出し、これらの検出値と速度指令及び位置指令
との偏差に応じて前記交流電動機の１次電流指令
値を演算し、この１次電流指令値を電流増幅器に
与えて交流電動機を制御する交流電動機制御にお
ける速度演算装置において、前記検出器によつて
検出された交流電動機の回転子速度に対応した２
進デジタル量を一定サンプリング周期τごとに入
力とし、１サンプリング前の速度データを常に保
持し出力する１ステージのシフトレジスタと、前
記サンプリングされたデジタル量と前記シフトレ
ジスタの１ステージのデジタル量とを減算して一
次近似の加速度に対応するデジタル量を求める減
算回路と、この減算回路で演算されたデジタル量
に前記サンプリング周期τ、演算遅れ時間τc等よ
り定められる定数Ｋを乗算して時間遅れ補正量を
演算する乗算回路と、前記サンプリングされたデ
ジタル量と前記乗算回路のデジタル量とを加算
し、補正された速度情報NFBを出力する加算回路
とを備えたことを特徴とする交流電動機制御にお
ける速度演算装置係るものである。
第２図は本発明の実施例の構成を示すブロツク
図であるが、磁束位置及び速度の検出にレゾルバ
を用いているので、まずレゾルバによる磁束位置
及び速度の検出原理を説明する。
図であるが、磁束位置及び速度の検出にレゾルバ
を用いているので、まずレゾルバによる磁束位置
及び速度の検出原理を説明する。
第３図はレゾルバの構成を示すもので、２相励
磁巻線２００，２０１はそれぞれcosω0t、sinω0t
の２相の電流で励磁されているとすると、同期電
動機の回転子に直結された検出巻線２０２には
V〓のレゾルバ信号が得られる。
磁巻線２００，２０１はそれぞれcosω0t、sinω0t
の２相の電流で励磁されているとすると、同期電
動機の回転子に直結された検出巻線２０２には
V〓のレゾルバ信号が得られる。
V〓＝Esin（ω0t＋φe（ｔ）） ………第１式
但し、φe（ｔ）＝Pφn（ｔ）／２
Ｐ ：レゾルバ極数
φe（ｔ）：ロータ電気角度
φn（ｔ）：ロータ機械角度
第１式より、磁極位置（磁束位置）はレゾルバ
信号と励磁信号の位相差から検出できる。
信号と励磁信号の位相差から検出できる。
第４図のt1あるいはt2はが磁束位置に相当する
情報であるので、t1，t2（時間）を基準クロツク
でデジタルカウントすれば、磁束位置のデジタル
量で表された情報が得られる。
情報であるので、t1，t2（時間）を基準クロツク
でデジタルカウントすれば、磁束位置のデジタル
量で表された情報が得られる。
次に、レゾルバ信号と、励磁信号の周波数をそ
れぞれｆ，f0とすると、この偏差Δfは第２式で表
される。
れぞれｆ，f0とすると、この偏差Δfは第２式で表
される。
Δf＝ｆ−f0 ………第２式
この第２式から、同期電動機の回転数NFBは第
３式として得られる。
３式として得られる。
NFB＝120・Δf／PM
＝120（ｆ−f0）／PM
＝120（T-1−T0 -1）／PM………第３式
ただし、Ｔ＝f-1、T0＝f0 -1、
PM：モータ極数
よつて、回転速度NFBは励磁周波数が予め明ら
かであるため、レゾルバ信号の周期Ｔを検出すれ
ば、第３式より演算して知ることができる。つま
り、Ｔを基準クロツクでデジタルカウントしたデ
ジタル情報から回転速度を知ることができる。
かであるため、レゾルバ信号の周期Ｔを検出すれ
ば、第３式より演算して知ることができる。つま
り、Ｔを基準クロツクでデジタルカウントしたデ
ジタル情報から回転速度を知ることができる。
次に第２図の構成と動作について説明する。
１０は同期電動機の回転子に直結された磁束位
置検出用レゾルバである。２２はレゾルバ１０の
励磁信号（sinω0t）のゼロクロスをスタート及び
リセツト信号とし、クロツクパルスをデジタルカ
ウントするカウンタである。２３は、レゾルバ１
０のレゾルバ信号２４のゼロクロスをラツチのタ
イミング信号とし、カウンタ２２のデジタル量を
ラツチして磁束位置に相当する量を時間（t1）で
表したデジタル情報を保持するカウンタである。
レゾルバ信号２４のゼロクロス信号は、ラツチ回
路２３が新しいデジタル情報を保持したことを示
すタイミングでもある。
置検出用レゾルバである。２２はレゾルバ１０の
励磁信号（sinω0t）のゼロクロスをスタート及び
リセツト信号とし、クロツクパルスをデジタルカ
ウントするカウンタである。２３は、レゾルバ１
０のレゾルバ信号２４のゼロクロスをラツチのタ
イミング信号とし、カウンタ２２のデジタル量を
ラツチして磁束位置に相当する量を時間（t1）で
表したデジタル情報を保持するカウンタである。
レゾルバ信号２４のゼロクロス信号は、ラツチ回
路２３が新しいデジタル情報を保持したことを示
すタイミングでもある。
１１は同期電動機の回転子に直結された速度検
出用レゾルバである。１２は、レゾルバ１１のレ
ゾルバ信号（ゼロクロス信号）１４をスタート、
リセツト信号としてクロツクパルスをデジタルカ
ウントするカウンタ、１３はレゾルバ信号をラツ
チタイミングとしカウンタ１２のデジタルカウン
ト量をラツチして速度に相当する量を時間Ｔで表
したデジタル情報を保持するラツチ回路である。
レゾルバ信号１４のゼロクロス信号はラツチ回路
１３が新しいデジタル情報を保持したことを示す
タイミングでもある。
出用レゾルバである。１２は、レゾルバ１１のレ
ゾルバ信号（ゼロクロス信号）１４をスタート、
リセツト信号としてクロツクパルスをデジタルカ
ウントするカウンタ、１３はレゾルバ信号をラツ
チタイミングとしカウンタ１２のデジタルカウン
ト量をラツチして速度に相当する量を時間Ｔで表
したデジタル情報を保持するラツチ回路である。
レゾルバ信号１４のゼロクロス信号はラツチ回路
１３が新しいデジタル情報を保持したことを示す
タイミングでもある。
マイクロプロセツサ処理ブロツク１０２内の
Ｔ／φ変換回路２５は、第１式に基いて時間で表
された磁束位置を電気角で表された磁束に変換す
るものである。このタイミングはレゾルバ信号２
４のタイミングで行われ、時分割された磁束位置
のサンプリングになる。Ｔ／NFBo変換回路１５
は、第３式に基いて、ラツチ回路１３のレゾルバ
信号の周期Ｔで表されたデジタル情報を速度のデ
ジタル情報に変換する。これは、レゾルバ信号１
４のタイミングで行われ、時分割された速度のサ
ンプリングになる。
Ｔ／φ変換回路２５は、第１式に基いて時間で表
された磁束位置を電気角で表された磁束に変換す
るものである。このタイミングはレゾルバ信号２
４のタイミングで行われ、時分割された磁束位置
のサンプリングになる。Ｔ／NFBo変換回路１５
は、第３式に基いて、ラツチ回路１３のレゾルバ
信号の周期Ｔで表されたデジタル情報を速度のデ
ジタル情報に変換する。これは、レゾルバ信号１
４のタイミングで行われ、時分割された速度のサ
ンプリングになる。
１６は１ステートのシフトレジスタであり、
Ｔ／NFBo変換回路１５により時刻ｎでサンプリ
ングされる１周期以前（ｎ−１）の速度情報
（NFBo-1）を常に出力している。
Ｔ／NFBo変換回路１５により時刻ｎでサンプリ
ングされる１周期以前（ｎ−１）の速度情報
（NFBo-1）を常に出力している。
１７は（NFBo−NFBo-1）の減算を行う減算回
路、１８は減算回路１７の結果に定数Ｋを乗算す
る乗算回路である。１９は乗算回路１８の演算結
果とＴ／NFBo変換回路１５で変換された結果と
を図示の極性で加算する加算回路である。この加
算回路１９の出力NFBは、 NFB＝NFBo＋Ｋ（NFBo−NFBo-1） ………第４式 で表される。
路、１８は減算回路１７の結果に定数Ｋを乗算す
る乗算回路である。１９は乗算回路１８の演算結
果とＴ／NFBo変換回路１５で変換された結果と
を図示の極性で加算する加算回路である。この加
算回路１９の出力NFBは、 NFB＝NFBo＋Ｋ（NFBo−NFBo-1） ………第４式 で表される。
加算回路２０は、速度指令値Nrefと、速度NFB
を図示の極性で加算し、その差分を速度増幅回路
２１で比例・積分定数を与えられて増幅され、１
次電流の振幅値｜ia｜（トルク指令）を得る。
を図示の極性で加算し、その差分を速度増幅回路
２１で比例・積分定数を与えられて増幅され、１
次電流の振幅値｜ia｜（トルク指令）を得る。
パルス発生回路２７は、回転速度NFBに応じて
基準クロツク発生回路２６のクロツクを分周し、
NFBのデジタル量に比例した周波数のパルス列を
発生し、そのパルス列をカウンタ２８でカウント
する。
基準クロツク発生回路２６のクロツクを分周し、
NFBのデジタル量に比例した周波数のパルス列を
発生し、そのパルス列をカウンタ２８でカウント
する。
デジタル加算回路２９は、Ｔ／φ変換回路２５
の磁束位置のデジタル情報（ベース分）φと、サ
ンプリング周期の間の磁束位置の変化分（オフセ
ツト分）をカウンタ２８より得、両者を加算して
補間された磁束位置情報を得ている。これによ
り、１次電流指令値も補間され、滑らかな１次電
流制御を行うことができる。
の磁束位置のデジタル情報（ベース分）φと、サ
ンプリング周期の間の磁束位置の変化分（オフセ
ツト分）をカウンタ２８より得、両者を加算して
補間された磁束位置情報を得ている。これによ
り、１次電流指令値も補間され、滑らかな１次電
流制御を行うことができる。
次に、この１次電流指令の発生法を説明する。
メモリ・テーブル３０は、デジタル加算回路２９
により得られた補間された磁束位置情報をアドレ
ス情報とし、２相（cos、sin）のデジタル量を出
力する。その出力は、乗算回路３１，３２に入力
され、前記速度増幅回路２１で得られた１次電流
指令の振幅値｜ia｜とそれぞれ乗算され、２相の
１次電流指令値（デジタル量）が出力される。そ
の出力は、Ｄ／Ａ変換回路３３，３４によりアナ
ログ量に変換され、２相の１次電流指令値のアナ
ログ量を第１図の電流増幅器７に出力する。
メモリ・テーブル３０は、デジタル加算回路２９
により得られた補間された磁束位置情報をアドレ
ス情報とし、２相（cos、sin）のデジタル量を出
力する。その出力は、乗算回路３１，３２に入力
され、前記速度増幅回路２１で得られた１次電流
指令の振幅値｜ia｜とそれぞれ乗算され、２相の
１次電流指令値（デジタル量）が出力される。そ
の出力は、Ｄ／Ａ変換回路３３，３４によりアナ
ログ量に変換され、２相の１次電流指令値のアナ
ログ量を第１図の電流増幅器７に出力する。
次に、速度演算ブロツク１０１の機能につい
て、速度が時間に比例して変化している過渡状態
を例にとつて、第５図に基いて説明する。
て、速度が時間に比例して変化している過渡状態
を例にとつて、第５図に基いて説明する。
Ｔ／NFBo変換回路１５による速度情報のサン
プリング周期がτ、レゾルバ１１、カウンタ１
２、ラツチ回路１３による速度検出遅れがτ1／２
（τ1：レゾルバ信号周期）であつたとし、その他
の遅れがない場合、第５図ａのように、既に実際
的な回転子速度Ａと検出された速度Ｂには時間的
な遅れが生じている。
プリング周期がτ、レゾルバ１１、カウンタ１
２、ラツチ回路１３による速度検出遅れがτ1／２
（τ1：レゾルバ信号周期）であつたとし、その他
の遅れがない場合、第５図ａのように、既に実際
的な回転子速度Ａと検出された速度Ｂには時間的
な遅れが生じている。
次に、マイクロプロセツサ処理内のＴ／NFBo
変換、iaの演算、Ｔ／φ変換などにτcの時間を要
したとすると、第５図ｂのように回転子速度Ａと
検出された速度Ｂには、更に時間的な遅れが生じ
ている。つまり、レゾルバにより検出された速度
NFBoを速度情報として演算し、１次電流指令値
を得るときに、既に制御遅れが生じている。この
ような場合に、速度演算ブロツク１０１を付加す
ることにより、乗算回路１８の定数Ｋを、例えば
Ｋ＝（τ1／２＋τc）／τとすると、第４式より速
度情報NFBは、 NFB＝NFBo＋｛（τ1／２＋τc／τ｝ ×（NFBo−NFBo-1 ………第５式 に修正される。これは、１周期以前のサンプリン
グ速度NFBo-1と新たにサンプリングされた速度
NFBoから速度変化の直線近似、すなわち加速度
の一次近似を行ない、１次電流を制御する時刻に
おける速度を予測していることを意味する。また
速度サンプリングが１次電流制御周期のどの点
（時刻）にあつてもＫ＝０〜１とすることにより、
１次電流制御時における速度情報を予測すること
ができ、１次電流制御の遅れを小さくすることが
できる（第５図ｃ）。
変換、iaの演算、Ｔ／φ変換などにτcの時間を要
したとすると、第５図ｂのように回転子速度Ａと
検出された速度Ｂには、更に時間的な遅れが生じ
ている。つまり、レゾルバにより検出された速度
NFBoを速度情報として演算し、１次電流指令値
を得るときに、既に制御遅れが生じている。この
ような場合に、速度演算ブロツク１０１を付加す
ることにより、乗算回路１８の定数Ｋを、例えば
Ｋ＝（τ1／２＋τc）／τとすると、第４式より速
度情報NFBは、 NFB＝NFBo＋｛（τ1／２＋τc／τ｝ ×（NFBo−NFBo-1 ………第５式 に修正される。これは、１周期以前のサンプリン
グ速度NFBo-1と新たにサンプリングされた速度
NFBoから速度変化の直線近似、すなわち加速度
の一次近似を行ない、１次電流を制御する時刻に
おける速度を予測していることを意味する。また
速度サンプリングが１次電流制御周期のどの点
（時刻）にあつてもＫ＝０〜１とすることにより、
１次電流制御時における速度情報を予測すること
ができ、１次電流制御の遅れを小さくすることが
できる（第５図ｃ）。
更に、１次電流制御から次の１次電流制御間の
速度変化による制御遅れに対して Ｋ＝（τ1／２＋τc）／τに対し、更に0.5を加え
ると、第５図ｄのような補正された制御を行うこ
とができる。
速度変化による制御遅れに対して Ｋ＝（τ1／２＋τc）／τに対し、更に0.5を加え
ると、第５図ｄのような補正された制御を行うこ
とができる。
第６図は本発明による過渡応答の改善の様子を
示すグラフであり、ａはＫ＝０（補償なし）の場
合、ｂはＫ＝3/2とした場合の速度変化を示した
ものである。
示すグラフであり、ａはＫ＝０（補償なし）の場
合、ｂはＫ＝3/2とした場合の速度変化を示した
ものである。
なお、速度演算回路１０１は、マイクロプロセ
ツサ処理ブロツク１０２外の処理として説明した
が、同一のマイクロプロセツサ処理ブロツク内で
処理してもよいし、別のマイクロプロセツサで処
理してもよい。
ツサ処理ブロツク１０２外の処理として説明した
が、同一のマイクロプロセツサ処理ブロツク内で
処理してもよいし、別のマイクロプロセツサで処
理してもよい。
以上は、同期電動機について説明したが、誘導
電動機についても同様な制御を行えば同じ効果が
得られる。また検出器についても、レゾルバ以外
のものが使用できることは言うまでもない。
電動機についても同様な制御を行えば同じ効果が
得られる。また検出器についても、レゾルバ以外
のものが使用できることは言うまでもない。
上述したように本発明の速度演算装置は、速度
データがサンプリングされた時刻と１次電流を制
御する時刻とのずれに基づく速度応答遅れが著し
く改善され、過渡応答を向上することができると
いう効果を奏するものである。
データがサンプリングされた時刻と１次電流を制
御する時刻とのずれに基づく速度応答遅れが著し
く改善され、過渡応答を向上することができると
いう効果を奏するものである。
第１図は同期電動機にベクトル制御を応用する
場合の基本的な制御系を示すブロツク図、第２図
は本発明の実施例の構成を示すブロツク図、第３
図はレゾルバによる位置検出原理を説明する説明
図、第４図は励磁信号とレゾルバ信号との関係を
示す波形図、第５図は実際の回転速度と検出速度
との関係を示す説明図、第６図は本発明による補
償を行なつた場合の速度応答と補償を行わない場
合の速度応答とを比較する波形図である。 １：同期電動機、２：速度検出器、３：加算
器、４：速度増幅器、５：ベクトル制御回路、
６：磁束位置検出器、７：電流増幅器、８：電流
検出器、１０，１１：レゾルバ、１２，２２：カ
ウンタ、１３，２３：ラツチ回路、１４，２４：
レゾルバ信号、１５：Ｔ／NFBo変換回路、１
６：シフトレジスタ、１７：減算回路、１８：乗
算回路、１９，２０：加算回路、２１：速度増幅
回路、２５：Ｔ／φ変換回路、２６：基準クロツ
ク発生回路、２７：パルス発生回路、２８：カウ
ンタ回路、２９：デジタル加算回路、３０：メモ
リ・テーブル、３１，３２：乗算回路、３３，３
４：Ｄ／Ａ変換回路。
場合の基本的な制御系を示すブロツク図、第２図
は本発明の実施例の構成を示すブロツク図、第３
図はレゾルバによる位置検出原理を説明する説明
図、第４図は励磁信号とレゾルバ信号との関係を
示す波形図、第５図は実際の回転速度と検出速度
との関係を示す説明図、第６図は本発明による補
償を行なつた場合の速度応答と補償を行わない場
合の速度応答とを比較する波形図である。 １：同期電動機、２：速度検出器、３：加算
器、４：速度増幅器、５：ベクトル制御回路、
６：磁束位置検出器、７：電流増幅器、８：電流
検出器、１０，１１：レゾルバ、１２，２２：カ
ウンタ、１３，２３：ラツチ回路、１４，２４：
レゾルバ信号、１５：Ｔ／NFBo変換回路、１
６：シフトレジスタ、１７：減算回路、１８：乗
算回路、１９，２０：加算回路、２１：速度増幅
回路、２５：Ｔ／φ変換回路、２６：基準クロツ
ク発生回路、２７：パルス発生回路、２８：カウ
ンタ回路、２９：デジタル加算回路、３０：メモ
リ・テーブル、３１，３２：乗算回路、３３，３
４：Ｄ／Ａ変換回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電動機の回転子に直結された検出器によ
り、速度、磁束位置をデジタル量として検出し、
これらの検出値と速度指令及び位置指令との偏差
に応じて前記交流電動機の１次電流指令値を演算
し、この１次電流指令値を電流増幅器に与えて交
流電動機を制御する交流電動機制御における速度
演算装置において、 前記検出器によつて検出された交流電動機の回
転子速度に対応した２進デジタル量を一定サンプ
リング周期τごとに入力とし、１サンプリング前
の速度データを常に保持し出力する１ステージの
シフトレジスタ１６と、 前記サンプリングされたデジタル量と前記シフ
トレジスタ１６の１ステージのデジタル量とを減
算して一次近似の加速度に対応するデジタル量を
求める減算回路１７と、 この減算回路１７で演算されたデジタル量に前
記サンプリング周期τ、演算遅れ時間τc等より定
められる定数Ｋを乗算して時間遅れ補正量を演算
する乗算回路１８と、 前記サンプリングされたデジタル量と前記乗算
回路１８のデジタル量とを加算し、補正された速
度情報NFBを出力する加算回路１９と を備えたことを特徴とする交流電動機制御におけ
る速度演算装置。 ２ 定数Ｋを、 Ｋ＝（τ1／２＋τc）／τ 但し、τ1は速度検出器信号周期 により設定したことを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の交流電動機制御における速度演算装
置。 ３ 定数Ｋを、 Ｋ＝（τ1／２＋τc）／τ＋0.5 但し、τ1は速度検出器信号周期 により設定したことを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の交流電動機制御における速度演算装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58046665A JPS59172990A (ja) | 1983-03-19 | 1983-03-19 | 交流電動機制御における速度演算装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58046665A JPS59172990A (ja) | 1983-03-19 | 1983-03-19 | 交流電動機制御における速度演算装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59172990A JPS59172990A (ja) | 1984-09-29 |
| JPH0222638B2 true JPH0222638B2 (ja) | 1990-05-21 |
Family
ID=12753637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58046665A Granted JPS59172990A (ja) | 1983-03-19 | 1983-03-19 | 交流電動機制御における速度演算装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59172990A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61132089A (ja) * | 1984-11-30 | 1986-06-19 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 電動機の速度制御装置 |
| JPS63148881A (ja) * | 1986-12-12 | 1988-06-21 | Fanuc Ltd | サ−ボモ−タの速度制御装置 |
-
1983
- 1983-03-19 JP JP58046665A patent/JPS59172990A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59172990A (ja) | 1984-09-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3367260B2 (ja) | エンコーダ装置及びサーボモーター制御装置 | |
| US5710509A (en) | Phase difference detection device for an inductive position detector | |
| KR950014759B1 (ko) | 회전 펄스 인코더를 사용하여 극히 저속의 범위에서 전기 모터의 속도를 제어하기 위한 시스템 및 방법 | |
| EP0104909A2 (en) | Servomotor control method and apparatus therefor | |
| JPH07336979A (ja) | 位置検出方法及び位置検出装置 | |
| JPS5996891A (ja) | 交流モ−タの制御方式 | |
| JPH0222638B2 (ja) | ||
| JP2000329505A (ja) | 位置検出データ生成方法及び装置 | |
| JPH0538176A (ja) | 電動機速度制御装置 | |
| JP3111798B2 (ja) | 可変速駆動装置 | |
| JPH0349589A (ja) | 離散時間型ａｃモータ制御装置 | |
| JP2558752B2 (ja) | モータの回転速度制御装置 | |
| JPH09247999A (ja) | 可変速駆動装置 | |
| JP2674024B2 (ja) | サーボコントローラ | |
| JPS61161998A (ja) | ステツプモ−タの負荷検出方法 | |
| JPS6248284A (ja) | 電動機の制御方法 | |
| JPH0222637B2 (ja) | ||
| JPS63179259A (ja) | レゾルバを用いた速度検出方法 | |
| JP2008220069A (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JPH10341599A (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JP3019359B2 (ja) | 電動機の瞬時回転速度検出方法 | |
| JPS6333616A (ja) | レゾルバ・デジタル変換器 | |
| JPS60207485A (ja) | 検出速度補正方式 | |
| KR100316740B1 (ko) | 교류타코제너레이터를사용한전동기속도검출장치 | |
| JP2003047299A (ja) | Ｐｍモータのベクトル制御方式 |