JPH02228849A - ４相位相シフトキーイング検波回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 例えば、ディジタル移動無線装置に使用する４相位相シ
フトキーイング検波回路に関し、フェージングの有無に
かかわらず、良好な検波特性が得られる４相位相シフト
キーイング検波回路の提供を目的とし、 遅延検波部分と同期検波部分とを持つ検波部と、入力す
る制御信号の状態に対応して何れか一方の検波部分を選
択する選択部分と、該受信した４相位相シフトキーイン
グ波の着信レベルの包絡線が該着信レベルの平均電力以
下となるＴ時間当たりの回数をカウントし、カウント値
が予め定めた設定価を越えた時は遅延検波部分を、越え
ない時は同期検波部分を選択する様な制御信号を送出す
るフェージング検出部分とを有する様に構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は２例えばディジタル移動無線装置に使用する４
相位相シフトキーイング検波回路に関するものである。

例えば、自動車電話システムの場合、移動局は８００Ｍ
Ｈ２帯の４相位相シフトキーイング波（以下。

４相ｐｓに波と省略する）を受信部で受信して中間周波
帯の４相ＰＳＫ波に変換した後、４相ｐｓに検波回路で
検波して音声信号やデータを取り出す。

この時、移動局と基地局間の見通しがない場合の受信波
は多数の反射波や回折波等の合成であり空間的に定在波
が立っている。移動局がこの定在波中を走行すると受信
波は合成電界強度が変動してフェージングが発生して検
波特性が劣化し、復調波が歪む。しかし、見通しがある
場合は定在波は支たずフェージングは殆ど発生しない。

そこで、フェージングの有無にかかわらず、良好な検波
特性が得られる４相ＰＳＫ検波回路の提供が望まれてい
る。

〔従来の技術〕

一般に、４相ｐｓに検波回路としては遅延検波方式と同
期検波方式の２つが知られている。第５図は従来例のブ
ロック図で、第５図（ａ）は遅延検波方式を用いた４相
ＰＳＫ検波回路、第５図０））は同期検波方式を用いた
４相ＰＳＫ検波回路を示す。以下、２つの４相ｐｓに検
波回路の動作を説明する。

（１）遅延検波方式を用いる場合（第５図（ａ）参照）
先ず、送信側（図示せず）では伝送したいブタ列Ｘｉ・
（ａ＋ｂ＋）に和分変換（１ビツト前のデータと和をと
って伝送ビットとする）を施す。

変換後のデータ列は’１４　＝Ｙｉ−，十Ｘｉで表され
る。このＹ、を変調信号として、Ｙム・（ｃｉｄｒ）の
Ｏ・（００）、　１＝（０１）、　２・（１１）、　３
・（１０）に対応して搬送波の位相をπ／４．３π／４
，５π／４，７π／４と変化させて変調信号を伝送する
。

ここで、Ｘ、は最新のデータ、　ｖト、はΣＸ７４＋１ であり、（）内の数字はグレーコード２進数を示す。

受信側では１アンテナで受信された８００Ｍ■２帯の４
相ＰＳＫ波は電圧制御発振器（以下、　ＶＣＯと省略す
る）１９の出力とミキサ１１で混合されて中間周波帯の
４相ＰＳＫ波に周波数変換される。周波数変換された４
相ＰＳに波は遅延素子１２によりデータの１シンボルの
時間Ｔだけ遅延し、更に（−π／４）移相器１３により
位相をπ／４進めて基準搬送波とし、この基準搬送波と
中間周波帯の４相ＰＳＫ波との間で検波器１４において
乗積検波を行う。

そこで、検波器１４から検波出力（以下、ベースバンド
信号と云う）が得られるが、このベースバンド信号は低
域通過形フィルタ１５により高周波成分が取り除かれて
識別器３２に加えられる。ここには、データタイミング
再生回路３１で中間周波帯の４相ＰＳＫ波から再生した
り°ロックが加えられているので、このクロックに同期
してベースバンド信号が識別されてＩ　ｃｈのデータａ
１が再生される。

また、上記の遅延素子１２の出力は（π／４）移相器１
６を通った後、検波器１７で中間周波帯の４相ＰＳＫ波
との間で乗積検波をしてベースバンド信号が得られ、低
域通過形フィルタ１８．識別器３３を用いて上記と同様
な動作によりＱ　ｃｈのデータｂ、が再生される。

ここで、ＶＣＯ１９の発振周波数がずれると誤った再生
データが増加するので、制御電圧により発振周波数がず
れない様にしているが、この制御電圧は点線で囲った搬
送波再生回路で下記の様にして得ている。即ち、 低域通過形フィルタ１５．１８の出力を減算器２１で減
算したものと加算器２２で加算したものとを乗算器２３
で乗算する。更に１乗算器２５で低域通過形フィルタ１
５．１８の出力を乗算した後、この乗算結果と乗算器２
３の乗算結果とを乗算器２４で更に乗算して乗算結果を
ループフィルタ２６に通すと、　ＶＣＯの発振周波数の
ずれに比例した位相差出力が得られ。

これがｖＣＯの制御電圧となる。

（２）同期検波方式を用いる場合（第５図（ｂ）参照）
アンテナで受信された４相ＰＳＫ波は受信局部発振器４
７の出力とミキサ４１で混合されて中間周波帯の４相Ｐ
ＳＫ波に変換され、検波器４３に加えられる。

一方、上記の搬送波再生回路（点線の部分）から送出さ
れた制御電圧で発振周波数が制御されているνＣ０４８
からの再生基準搬送波は、（−π／２）移相器４２で位
相がπ／２進められて同じく検波器４３に加えられてい
る。そこで、２つの波との間で乗積検波が行われてＩ　
ｃｈ用ベースバンド信号が得られる。

このＩ　ｃｈ用ベースバンド信号は低域通過形フィルタ
４４を通って高周波成分が除去されて識別回路３２に加
えられる。この識別回路にはデータタイミング再生回路
３１で中間周波帯の４相ＰＳＫ波から再生したクロック
が加えられているので、このクロックに同期してＩ　ｃ
ｈのデータ町が再生される。

また、中間周波帯の４相ＰＳＫ波とＶＣｏ　４Ｂからの
再生基準搬送波が直接加えられた検波器４５．低域通過
形フィルタ４６．識別器３３を用いて上記と同様な動作
によりＱ　ｃｈのデータｂ４が再生される。

〔発明が解決しようとする課題〕

ここで、移動通信においては上記の様に移動局と基地局
との見通しの有無によりフェージングが発生したり１発
生しなかったりするが、フェージングの有無による遅延
検波方式と同期検波方式の比較をする。

（１）フェージング無しの場合 同期検波方式では受信した４相ＰＳＫ波に雑音が含まれ
ていても、基準搬送波はＶＣＯで再生した再生基準搬送
波を使用するので雑音は含まれない。

一方、遅延検波方式では受信した４相ＰＳＫ波に雑音が
含まれると基準搬送波である１タイムスロツト前の４相
ＰＳに波にも雑音が含まれているので検波器に入力する
２つの４相ＰＳＸ波は共に雑音が含まれることになり、
前者の方が後者よりも誤り率は良好となる。

（２）フェージング有りの場合 同期検波方式ではフェージングにより４相ＰＳに波の位
相ずれが生ずるが、搬送波再生回路中のループフィルタ
２６の時定数が大きい為に４相ＰＳに波の位相ずれに再
生基準搬送波の位相変化が追従できない。

そこで、ループフィルタの時定数を小さくするとフェー
ジングによる上記の位相ずれには追従できる様になるが
、フェージングがない場合に内部雑音による位相変化の
影響を受けて誤り率が劣化する。

一方、遅延検波方式では４相ＰＳＫ波の位相ずれが生じ
てもｌタイムスロット前の４相ＰＳＫ波も殆ど同じ位相
ずれを起こしている。これは１例えば１６Ｋｂ／ｓのデ
ータレートに比べてフェージングピッチ（例えば、　３
０　Ｈｚ）が十分遅い為に１タイムスロツトでの４相Ｐ
ＳＫ波の位相変化が十分小さいからである。この為、後
者の方が前者よりも誤り率が良好となる。

即ち、フェージングの有無に対応して好ましい検波方式
が異なるため、フェージングの有無にかかわらず良好な
検波特性が得られる４ＰＳＫ検波回路が提供されないと
云う問題がある。

・本発明はフェージングの有無にかかわらず、良好な検
波特性が得られる４相位相シフトキーイング検波回路の
提供を目的とする。

〔課題を解決する為の手段〕

第１図は本発明の原理ブロック図を示す。

５は受信した４相位相シフトキーイング波の一部を分岐
して、１タイムスロツト分の遅延を与えて基準搬送波と
し、該基準搬送波と後続の４相位相シフトキーイング波
との間で乗積検波を行ってベースバンド信号を取り出す
遅延検波部分と、該受信した４相位相シフトキーイング
波を用いて基準搬送波を再生し、再生基準搬送波と４相
位相シフトキーイング波との乗積検波を行ってベースバ
ンド信号を取り出す同期検波部分とを持つ検波部である
。

また、７は該受信した４相位相シフトキーイング波の着
信レベルの包絡線が該着信レベルの平均電力以下となる
Ｔ時間当たりの回数をカウントしカウント値が予め定め
た設定値を越えた時に遅延検波部分を、越えない時に同
期検波部分を選択する様な制御信号を送出するフェージ
ング検出部分である。

〔作用〕

本発明は遅延検波部分と同期検波部分とを持つ検波部５
．フェージングの有無を検出するフェージング検出部分
６２選択部分７を設け、フェージング検出部分がフェー
ジング有りを検出した時に選択部分は遅延検波部分を選
択し、フェージング無しを検出した時に同期検波部分を
選択する様な構成にした。

これにより、フェージングの有無にかかわらず。

良好な検波特性が得られる４相ＰＳＫ波検波回路の提供
ができる。

〔実施例］ 第２図は本発明の実施例のブロック図、第３図は第２図
中のフェージング検出部分のブロック図の一例、第４図
は第２図中の４進差分変換部分のブロック図の一例を示
す。

ココテ、ミキサ５１．　ＶＣＱ　５７．５８．遅延素子
５２゜移相器５３．５３　’　、５６．検波器５４．５
４’、低域通過形フィルタ５５は検波部５の構成部分、
Ｓ−１〜Ｓｋ、は選択部分７の構成部分を示す、以下、
第２図〜第４図の動作を説明する。

先ず、第２図のミキサ５１から出力された中間周波帯の
４相ＰＳＫ波を第３図のダイオード６１に加えて４相Ｐ
ＳＸ波の振幅変調成分（包路線成分）を取り出し、低域
通過形フィルタ６２．６３に加える。低域通過形フィル
タ６２の遮断周波数は１例えば１００Ｈｚであり、低域
通過形フィルタ６３の遮断周波数は。

例えば１）Ｉｚと前記のフィルタよりも遮断周波数が低
（なっている。

そこで、前者から高周波成分が除去された包路線成分（
着信レベルの包絡線に対応する）を取り出し、レベルシ
フト回路６４でレベルシフトして比較器６５に加える。

また、後者から包絡線成分の平均レベル（着信レベルの
平均電力に対応する）を取り出してしきい値として同様
に比較器６５に加える。

尚、レベルシフトするのはフェージングがない時、低域
通過形フィルタ６２からしきい値付近の雑音（例えば、
受信機の内部雑音によるもの）が比較器６５に入力し、
この比較器から誤った出力が送出されない様にする為に
しきい値から＋側にシフトする。また、フェージングの
ない時は４相ＰｓＫ波に振幅変調成分が含まれないが１
　フェージングが発生すると振幅変調波成分が含まれる
。

さて、比較器６５はレベルシフト回路６４の出力がしき
い値以下になる度にパルスを出力して１例えば４ビツト
のカウンタ６６に加える。

そこで、カウンタ６６は入力するパルスをカウントシ、
カウント値をディジタルマグニチュード比較器６７に加
える。このディジタルマグニチュード比較器６７には予
めスイッチＳ６〜ＳＷ、、により設定値が入力しである
ので、カウント値と設定値との大小の比較を１クロツク
ごとに行い、カウント値の方が設定値よりも大きい時に
Ｈの比較出力を。

小さい時はＬの比較出力をＤタイプフリップフロップ６
Ｂを介して出力する。尚、カウンタは１クロツク毎（特
許請求の範囲のＴ時間当たりに対応する）にリセットさ
れる。

次に、第３図を参照して第２図の動作を説明するが、第
２図中のスイッチＳＷ＋　””ＳＷｔは上記のフェージ
ング検出部分６からの出力で駆動され、実線の場合は４
相ＰＳＫ検波回路は遅延検波方式の動作を１点線の場合
は同期検波方式の動作をする。

（１）遅延検波方式の場合 さて、アンテナで受信された４相ＰＳＫ波はｖＣ０５７
の出力とミキサ５１で混合されて中間周波帯の４相ｐｓ
に波に周波数変換される。周波数変換された４相ＰＳＫ
波は遅延素子５２によりデータの１シンボル時間Ｔだけ
遅延した後、スイッチＳＷ、を通って（−π／４）移相
器５３°で位相がπ／４進んだ後、中間周波帯の４相Ｐ
ＳＫ波との間で検波器５４により乗積検波される。

そして、検波器５４からのベースバンド信号は低域通過
形フィルタ５５により高周波成分を取り除いて識別器３
２に加えられるが１　ここにはデータタイミング再生回
路３１で再生したクロックが加えられているので、この
クロックを利用してＩ　ｃｈのデータａ正が再生される
。

また、前記の周波数変換された４相ＰＳＫ波と遅延素子
５２．スイッチＳＷＩ、　（π／４）移相器５６．検波
器５４゛、低域通過形フィルタ５５°、識別器３３を用
いて上記と同様な動作によりＱ　ｃｈのデータｂｉが再
生される。

また、　ＶＣＯ５７には従来例と同様に点線で囲った搬
送波再生回路の出力がスイッチＳＷｚ、　ＳＷｔを介し
て制御電圧として加えられ１発振周波数が制御されてい
る。

（２）同期検波方式の場合 アンテナで受信された４相ＰＳに波はＶＣＯ５７の出力
とミキサ５１で混合されて中間周波帯の４相ＰＳＫ波に
変換され、検波器５４に加えられる。

一方、上記の搬送波再生回路（点線の部分）からスイッ
チＳ−２を介して加えられた制御電圧で発振周波数が制
御されたＶＣｏ　５８からの再生基準搬送波が、２つの
（−π／４）移相器５３．５３’で位相が（π／２）進
められて検波器５４に加えられているので、この２つの
波は乗積検波されてＩ　ｃｈ用ベースバンド信号が得ら
れ、低域通過形フィルタ５５を通って高周波成分が除去
されて識別回路３２に加えられる。

この識別回路３２にはデータタイミング再生回路３１で
再生したクロックが加えられているので、【ｃｈ用デデ
ーＣｉが取り出される。

また、中間周波帯の４相ＰＳＫ波は検波器５４′にも加
えられるが、ここにはＶＣｏ　５８からの再生基準搬送
波が（−π／４）移相器５３．スイッチＳＷ、、（π／
４）移相器５６を介して、移相差Ｏで加えられているの
で１乗積検波されてＱ　Ｃｈのベースバンド信号が取り
出される。この信号は低域通過形フィルタ５５’識別器
３３を用いて上記と同様な動作によりＯｃｈ用デーデー
、が取り出される。

そして、このＩ　ｃｈ用デデーＣム、Ｑｃｈ用デーデー
ｉは４進差分変換部分３４に加えられるが、これは前記
の様に送信側で和分変換を行っているので同期検波方式
においては差分変換をして変換前の状態に戻すことが必
要となる。

第４図は４進差分変換部分のブロック図の一例である。

送信側では前記の様にグレーコード２進数でデータを送
っているので、ＥＸ−ＯＲ回路３４１で自然２進数に変
換し、遅延素子３４２で１シンボル時間Ｔだけ遅延した
後、更にインバータ３４３．３４４で反転する。

そして、自然２進数になったデータＣｉ　Ｓｄｉ　とイ
ンバータ３４３．３４４の出力と１とを全加算器３４５
に加えて加算し、加算結果をＥＸ−ＯＲ回路３４６に加
えて変換前の自然２進数データに戻す。その後。

更にグレーコード２進数に変換して元のデータａ８．ｂ
、を取り出す。

これにより、フェージングの有無にかかわらず。

良好な検波特性が得られる４相ＰＳＫ検波回路の提供が
可能となる。

果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は本発明の実施例のブロック図、第３図は第２図
中のフェージング検出部分のブロック図の一例、 第４図は第２図中の４進差分変換部分のブロック図の一
例、 第５図は従来例のブロック図を示す。 図において、 ５は検波部、 ６はフェージング検出部分、 ７は選択部分を示す。 〔発明の効果〕 以上詳細に説明した様に本発明によれば、フェージング
の有無にかかわらず、良好な検波特性が得られる４相ｐ
ｓに検波回路の提供できると云う効不発日月の！理フ′
口・ング■ 第 図 第２図中の７工ジシグ檜出部亦のブロック回の一９Ｉｊ
第 餉２図中の４」］１外変」要部分カブ°コゾク図の→す
第 回 千５７ 従来例のフ゛ロヅク図 第　　５Ｖ刀

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 受信した４相位相シフトキーイング波の一部を分岐して
   、１タイムスロット分の遅延を与えて基準搬送波とし、
   該基準搬送波と後続の４相位相シフトキーイング波との
   間で乗積検波を行ってベースバンド信号を取り出す遅延
   検波部分と、 該受信した４相位相シフトキーイング波を用いて基準搬
   送波を再生し、再生基準搬送波と４相位相シフトキーイ
   ング波との乗積検波を行ってベースバンド信号を取り出
   す同期検波部分とを持つ検波部（５）と、 入力する制御信号の状態に対応して何れか一方の検波部
   分を選択する選択部分（７）と、 該受信した４相位相シフトキーイング波の着信レベルの
   包絡線が該着信レベルの平均電力以下となるＴ時間当た
   りの回数をカウントし、カウント値が予め定めた設定値
   を越えた時は遅延検波部分を、越えない時は同期検波部
   分を選択する様な制御信号を送出するフェージング検出
   部分（６）とを有することを特徴とする４相位相シフト
   キーイング検波回路。