JPH0750700A - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
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- JPH0750700A JPH0750700A JP5215288A JP21528893A JPH0750700A JP H0750700 A JPH0750700 A JP H0750700A JP 5215288 A JP5215288 A JP 5215288A JP 21528893 A JP21528893 A JP 21528893A JP H0750700 A JPH0750700 A JP H0750700A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 25
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims abstract description 11
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 6
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 82
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 14
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 10
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 4
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 abstract description 4
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
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- H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はオフセット４相位相偏移変調（Ｏ−
ＱＰＳＫ）方式で直交位相変調される２系列のバースト
信号のプリアンブル部が所定のビットパターンに設定さ
れているＯ−ＱＰＳＫ変調波の搬送波再生回路に関し、
Ｏ−ＱＰＳＫ被変調波から搬送波の再生を行う際に、サ
ンプリングクロックの位相誤差による周波数推定誤差を
低減した搬送波再生回路を提供することを目的とする。 【構成】 ＱＰＳＫ方式において搬送波再生を行うコス
タスループにおいて、遅延器１４は直交する二つのチャ
ネルへ入力されるバースト信号相互間の位相を一致させ
る。ビットタイミング再生部用位相比較器１９はアーク
タンジェント計算回路１９１により検出した搬送波検出
値と１周期遅延器１９２で遅延した搬送波検出値を加算
器１９３で加算して搬送波検出値を出力する。スイッチ
回路２２は位相比較器１８〜２０の出力を切替出力して
ループフィルタ２３に入力する。
ＱＰＳＫ）方式で直交位相変調される２系列のバースト
信号のプリアンブル部が所定のビットパターンに設定さ
れているＯ−ＱＰＳＫ変調波の搬送波再生回路に関し、
Ｏ−ＱＰＳＫ被変調波から搬送波の再生を行う際に、サ
ンプリングクロックの位相誤差による周波数推定誤差を
低減した搬送波再生回路を提供することを目的とする。 【構成】 ＱＰＳＫ方式において搬送波再生を行うコス
タスループにおいて、遅延器１４は直交する二つのチャ
ネルへ入力されるバースト信号相互間の位相を一致させ
る。ビットタイミング再生部用位相比較器１９はアーク
タンジェント計算回路１９１により検出した搬送波検出
値と１周期遅延器１９２で遅延した搬送波検出値を加算
器１９３で加算して搬送波検出値を出力する。スイッチ
回路２２は位相比較器１８〜２０の出力を切替出力して
ループフィルタ２３に入力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は搬送波再生回路に係り、
特にオフセット４相位相偏移変調（Ｏ−ＱＰＳＫ：Ｏｆ
ｆｓｅｔ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉ
ｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式で直交位相変調される２系列
のバースト信号のプリアンブル部が所定のビットパター
ンに設定されているＯ−ＱＰＳＫ変調波の搬送波再生回
路に関する。
特にオフセット４相位相偏移変調（Ｏ−ＱＰＳＫ：Ｏｆ
ｆｓｅｔ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉ
ｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式で直交位相変調される２系列
のバースト信号のプリアンブル部が所定のビットパター
ンに設定されているＯ−ＱＰＳＫ変調波の搬送波再生回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】Ｏ−ＱＰＳＫ方式と４相位相偏移変調
（ＱＰＳＫ）方式とは、ともに２系列の２値（±１）デ
ィジタル信号のそれぞれで位相が９０°異なる二つの搬
送波のそれぞれを２相位相変調して直交関係にある二つ
の被変調波を生成した後、これらを加え合わせて４相位
相変調波として伝送路へ送出するディジタル信号の変調
方式である点で共通するが、２系列の２値ディジタル信
号相互の位相関係に図１２に示すような差異がある。
（ＱＰＳＫ）方式とは、ともに２系列の２値（±１）デ
ィジタル信号のそれぞれで位相が９０°異なる二つの搬
送波のそれぞれを２相位相変調して直交関係にある二つ
の被変調波を生成した後、これらを加え合わせて４相位
相変調波として伝送路へ送出するディジタル信号の変調
方式である点で共通するが、２系列の２値ディジタル信
号相互の位相関係に図１２に示すような差異がある。
【０００３】すなわち、ＱＰＳＫ方式では図１２（Ａ）
に示すように、同相チャネルと直交チャネルの２系列の
２値ディジタル信号（データ）の変化点が同一時刻で生
じるのに対し、Ｏ−ＱＰＳＫ方式では同図（Ｂ）に示す
ように、同相チャネルと直交チャネルの２系列のデータ
の変化点が互いのデータの伝送期間の中央で生じるよう
になされている。
に示すように、同相チャネルと直交チャネルの２系列の
２値ディジタル信号（データ）の変化点が同一時刻で生
じるのに対し、Ｏ−ＱＰＳＫ方式では同図（Ｂ）に示す
ように、同相チャネルと直交チャネルの２系列のデータ
の変化点が互いのデータの伝送期間の中央で生じるよう
になされている。
【０００４】この結果、Ｏ−ＱＰＳＫ方式では１８０°
の位相変化が生じないので、被変調波の包絡線変化を抑
圧する効果が生じ、非線形伝送路からの非線形歪みの影
響が受けにくくなる。そのため、衛星通信システムのよ
うに伝送系に不可避な非線形特性を持つシステムでは、
Ｏ−ＱＰＳＫ方式の方がＱＰＳＫ方式よりも有利である
ことから、衛星通信システムではＯ−ＱＰＳＫ方式がよ
く用いられる。
の位相変化が生じないので、被変調波の包絡線変化を抑
圧する効果が生じ、非線形伝送路からの非線形歪みの影
響が受けにくくなる。そのため、衛星通信システムのよ
うに伝送系に不可避な非線形特性を持つシステムでは、
Ｏ−ＱＰＳＫ方式の方がＱＰＳＫ方式よりも有利である
ことから、衛星通信システムではＯ−ＱＰＳＫ方式がよ
く用いられる。
【０００５】また、時分割多元接続方式を採用する衛星
通信システムでは、信号をバースト状にして扱うように
している。このバースト信号は復調器が短い時間で効率
的に引き込めるようにするため、図１３に示す如く搬送
波再生部３０１とこれに続くビットタイミング再生部３
０２とからなるプリアンブル部３００が、データ部３０
４の先頭にあるユニークワード３０３に前置された構成
とされている。また、搬送波再生部３０１とビットタイ
ミング再生部３０２には、固定ビットパターンの搬送波
再生用信号とビットタイミング再生用信号とがそれぞれ
設定される。
通信システムでは、信号をバースト状にして扱うように
している。このバースト信号は復調器が短い時間で効率
的に引き込めるようにするため、図１３に示す如く搬送
波再生部３０１とこれに続くビットタイミング再生部３
０２とからなるプリアンブル部３００が、データ部３０
４の先頭にあるユニークワード３０３に前置された構成
とされている。また、搬送波再生部３０１とビットタイ
ミング再生部３０２には、固定ビットパターンの搬送波
再生用信号とビットタイミング再生用信号とがそれぞれ
設定される。
【０００６】ここで、搬送波再生とクロック再生とが密
接に関係し合うＯ−ＱＰＳＫ方式に基づく衛星通信シス
テムにおいては、上記のバースト信号のプリアンブル部
３００の搬送波再生部３０１とビットタイミング再生部
３０２は、図２に示す如きパターンとすることが最も望
ましいことが知られている。
接に関係し合うＯ−ＱＰＳＫ方式に基づく衛星通信シス
テムにおいては、上記のバースト信号のプリアンブル部
３００の搬送波再生部３０１とビットタイミング再生部
３０２は、図２に示す如きパターンとすることが最も望
ましいことが知られている。
【０００７】図２に示すように、Ｏ−ＱＰＳＫ方式での
直交する２系列のうち、同相チャネルは同図（Ａ）に示
すように搬送波再生部３０１の搬送波再生用信号とビッ
トタイミング再生部３０２のビットタイミング再生用信
号は、それぞれオール「１」（又はオール「０」）であ
るのに対し、直交チャネルは同図（Ｂ）に示すように、
搬送波再生部３０１の搬送波再生用信号はオール「１」
（又はオール「０」）であるが、ビットタイミング再生
部３０２のビットタイミング再生用信号は、「１」と
「０」との交互繰り返しパターンである。
直交する２系列のうち、同相チャネルは同図（Ａ）に示
すように搬送波再生部３０１の搬送波再生用信号とビッ
トタイミング再生部３０２のビットタイミング再生用信
号は、それぞれオール「１」（又はオール「０」）であ
るのに対し、直交チャネルは同図（Ｂ）に示すように、
搬送波再生部３０１の搬送波再生用信号はオール「１」
（又はオール「０」）であるが、ビットタイミング再生
部３０２のビットタイミング再生用信号は、「１」と
「０」との交互繰り返しパターンである。
【０００８】すると、このようにプリアンブル部３００
の構成が２系列の信号で異なるＯ−ＱＰＳＫ被変調波
を、ＱＰＳＫ方式と同様に同期検波方式で復調するに際
して搬送波再生回路をどのように構成するかが問題とな
る。ＱＰＳＫ方式では搬送波再生回路はコスタスループ
（位相同期ループ）が用いられるので、Ｏ−ＱＰＳＫ方
式でもこのコスタスループを用いることが考えられる。
の構成が２系列の信号で異なるＯ−ＱＰＳＫ被変調波
を、ＱＰＳＫ方式と同様に同期検波方式で復調するに際
して搬送波再生回路をどのように構成するかが問題とな
る。ＱＰＳＫ方式では搬送波再生回路はコスタスループ
（位相同期ループ）が用いられるので、Ｏ−ＱＰＳＫ方
式でもこのコスタスループを用いることが考えられる。
【０００９】しかし、衛星通信システムでは低Ｃ／Ｎ
（搬送波電力対雑音電力比）条件下で復調動作を行うも
のであり、かつ、プリアンブル部は信号の利用効率向上
の観点からできるだけ短く設定されているため、搬送波
再生は搬送波再生部３０１の区間内では完了せず、ビッ
トタイミング再生部３０２の始まりでは搬送波に位相誤
差が残ってしまうことがある。そのため、ビットタイミ
ング再生部３０２に入ってからも搬送波再生が継続して
行えることが重要となる。
（搬送波電力対雑音電力比）条件下で復調動作を行うも
のであり、かつ、プリアンブル部は信号の利用効率向上
の観点からできるだけ短く設定されているため、搬送波
再生は搬送波再生部３０１の区間内では完了せず、ビッ
トタイミング再生部３０２の始まりでは搬送波に位相誤
差が残ってしまうことがある。そのため、ビットタイミ
ング再生部３０２に入ってからも搬送波再生が継続して
行えることが重要となる。
【００１０】ところが、ビットタイミング再生部３０２
の始まりではクロック同期（サンプルタイミング）は得
られていないのが通例であるから、同相チャネルと直交
チャネルでのデータの変化点を一致させるべく遅延器を
コスタスループに挿入しても、プリアンブル部を図２の
ように構成すると、ビットタイミング再生部３０２で搬
送波再生を行うことができない場合が生ずるという問題
点がある。
の始まりではクロック同期（サンプルタイミング）は得
られていないのが通例であるから、同相チャネルと直交
チャネルでのデータの変化点を一致させるべく遅延器を
コスタスループに挿入しても、プリアンブル部を図２の
ように構成すると、ビットタイミング再生部３０２で搬
送波再生を行うことができない場合が生ずるという問題
点がある。
【００１１】すなわち、サンプルタイミングが正しく得
られていない状態で、図２の構成のビットタイミング再
生部を３０２を用いて搬送波再生を行うと、コスタスル
ープ内の位相比較器で得られた位相推定値には誤差が生
じてしまい、これを基にループフィルタを経て電圧制御
発振器を制御してしまうと、搬送波再生回路のロックは
ずれが生ずる可能性があるのである。
られていない状態で、図２の構成のビットタイミング再
生部を３０２を用いて搬送波再生を行うと、コスタスル
ープ内の位相比較器で得られた位相推定値には誤差が生
じてしまい、これを基にループフィルタを経て電圧制御
発振器を制御してしまうと、搬送波再生回路のロックは
ずれが生ずる可能性があるのである。
【００１２】そこで、この問題の一つの解決法として、
本出願人は先に特開平２−１６７５号公報にてビットタ
イミング再生部の到来を検出し、ビットタイミング再生
部の持続時間だけループフィルタの入力として４相位相
比較器出力の代わりに所定の「１０１０」パターンを用
いる搬送波再生回路を提案した。この本出願人の提案に
なる搬送波再生回路によれば、ビットタイミング再生部
の区間においては、受信信号ベクトルを位相平面上で一
方の軸に写影して、その写影ベクトルの振幅をループフ
ィルタの入力とすることにより、サンプルタイミングに
影響されずに安定に搬送波を再生することができる。
本出願人は先に特開平２−１６７５号公報にてビットタ
イミング再生部の到来を検出し、ビットタイミング再生
部の持続時間だけループフィルタの入力として４相位相
比較器出力の代わりに所定の「１０１０」パターンを用
いる搬送波再生回路を提案した。この本出願人の提案に
なる搬送波再生回路によれば、ビットタイミング再生部
の区間においては、受信信号ベクトルを位相平面上で一
方の軸に写影して、その写影ベクトルの振幅をループフ
ィルタの入力とすることにより、サンプルタイミングに
影響されずに安定に搬送波を再生することができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の本出
願人の提案になる搬送波再生回路では、ビットタイミン
グ再生部におけるコスタスループ制御は写影ベクトルの
差分を用いて近似的に求めた位相差を基に行われること
になり、キャリアの位相誤差を正確に求めた上で制御し
ているわけではないという問題がある。また、ループフ
ィルタの入力が１シンボル毎に振動することになるた
め、ループフィルタから出力される電圧制御発振器の制
御電圧にはジッタが乗ってしまい、低Ｃ／Ｎ比条件の下
ではループフィルタの広帯域化の妨げとなってしまうと
いう問題がある。
願人の提案になる搬送波再生回路では、ビットタイミン
グ再生部におけるコスタスループ制御は写影ベクトルの
差分を用いて近似的に求めた位相差を基に行われること
になり、キャリアの位相誤差を正確に求めた上で制御し
ているわけではないという問題がある。また、ループフ
ィルタの入力が１シンボル毎に振動することになるた
め、ループフィルタから出力される電圧制御発振器の制
御電圧にはジッタが乗ってしまい、低Ｃ／Ｎ比条件の下
ではループフィルタの広帯域化の妨げとなってしまうと
いう問題がある。
【００１４】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
Ｏ−ＱＰＳＫ被変調波から搬送波の再生を行う際に、サ
ンプリングクロックの位相誤差による周波数推定誤差を
低減した搬送波再生回路を提供することを目的とする。
Ｏ−ＱＰＳＫ被変調波から搬送波の再生を行う際に、サ
ンプリングクロックの位相誤差による周波数推定誤差を
低減した搬送波再生回路を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明ではオフセットＱＰＳＫ方式で変調される直
交する２系列のバースト信号のそれぞれが、搬送波再生
部とビットタイミング再生部の順で時系列的に合成され
たプリアンブル部がデータ部に前置された構成であり、
かつ、搬送波再生部は２系列とも２値の一方の値に固定
されたパターンで、ビットタイミング再生部は２系列の
うち一方が２値の一方の値に固定され、他方が２値の交
互くり返しパターンである、オフセットＱＰＳＫ変調波
から搬送波再生を行う搬送波再生回路において、オフセ
ットＱＰＳＫ変調波と互いにπ／２位相の異なる第１及
び第２の再生搬送波とをそれぞれ乗算する第１及び第２
の乗算手段と、第１及び第２の乗算手段の両出力信号か
ら前記搬送波再生部を検出する検出回路と、第１及び第
２の乗算手段の両出力信号の一方を他方に対してシンボ
ルレートの１／２周期遅延する遅延器と、第１及び第の
２乗算手段の一方の出力信号に基づいてサンプリングク
ロック再生をするクロック再生回路と、搬送波再生部用
位相比較器、ビットタイミング再生部用位相比較器及び
４相位相比較器と、選択回路手段及び再生搬送波生成回
路とを有する構成としたものである。
め、本発明ではオフセットＱＰＳＫ方式で変調される直
交する２系列のバースト信号のそれぞれが、搬送波再生
部とビットタイミング再生部の順で時系列的に合成され
たプリアンブル部がデータ部に前置された構成であり、
かつ、搬送波再生部は２系列とも２値の一方の値に固定
されたパターンで、ビットタイミング再生部は２系列の
うち一方が２値の一方の値に固定され、他方が２値の交
互くり返しパターンである、オフセットＱＰＳＫ変調波
から搬送波再生を行う搬送波再生回路において、オフセ
ットＱＰＳＫ変調波と互いにπ／２位相の異なる第１及
び第２の再生搬送波とをそれぞれ乗算する第１及び第２
の乗算手段と、第１及び第２の乗算手段の両出力信号か
ら前記搬送波再生部を検出する検出回路と、第１及び第
２の乗算手段の両出力信号の一方を他方に対してシンボ
ルレートの１／２周期遅延する遅延器と、第１及び第の
２乗算手段の一方の出力信号に基づいてサンプリングク
ロック再生をするクロック再生回路と、搬送波再生部用
位相比較器、ビットタイミング再生部用位相比較器及び
４相位相比較器と、選択回路手段及び再生搬送波生成回
路とを有する構成としたものである。
【００１６】ここで、上記の搬送波再生部用位相比較
器、ビットタイミング再生部用位相比較器及び４相位相
比較器はそれぞれ前記第１及び第２の乗算手段の両出力
信号のうち遅延器で遅延された一方の信号と遅延されて
いない他方の信号とを入力信号として受け、それぞれ１
個、２個及び４個の位相安定点を有する位相変換特性へ
変換する。また、選択回路手段は搬送波再生部用位相比
較器、ビットタイミング再生部用位相比較器及び４相位
相比較器の各出力信号のうち一の出力信号を、前記クロ
ック再生回路からのクロックに基づいて順次選択する。
更に再生搬送波生成回路は選択回路手段の出力信号に基
づいて再生搬送波を生成する。
器、ビットタイミング再生部用位相比較器及び４相位相
比較器はそれぞれ前記第１及び第２の乗算手段の両出力
信号のうち遅延器で遅延された一方の信号と遅延されて
いない他方の信号とを入力信号として受け、それぞれ１
個、２個及び４個の位相安定点を有する位相変換特性へ
変換する。また、選択回路手段は搬送波再生部用位相比
較器、ビットタイミング再生部用位相比較器及び４相位
相比較器の各出力信号のうち一の出力信号を、前記クロ
ック再生回路からのクロックに基づいて順次選択する。
更に再生搬送波生成回路は選択回路手段の出力信号に基
づいて再生搬送波を生成する。
【００１７】
【作用】本発明では、オフセットＱＰＳＫ方式で変調さ
れる直交する２系列のバースト信号のそれぞれのプリア
ンブル部のビットタイミング再生部が、２系列のうち一
方が２値の一方の値に固定され、他方が２値の交互くり
返しパターンであるオフセットＱＰＳＫ変調波を、前記
第１及び第２の乗算手段により乗算して得た出力信号の
うち遅延器で遅延された一方の信号と遅延されていない
他方の信号とを入力信号として受けるビットタイミング
再生部用位相比較器により、搬送波の位相推定を行った
後、１シンボル周期前の位相推定値との和をとることに
より、最適なサンプルタイミングが再生されていない状
態で発生する位相推定誤差を打ち消すことができる。
れる直交する２系列のバースト信号のそれぞれのプリア
ンブル部のビットタイミング再生部が、２系列のうち一
方が２値の一方の値に固定され、他方が２値の交互くり
返しパターンであるオフセットＱＰＳＫ変調波を、前記
第１及び第２の乗算手段により乗算して得た出力信号の
うち遅延器で遅延された一方の信号と遅延されていない
他方の信号とを入力信号として受けるビットタイミング
再生部用位相比較器により、搬送波の位相推定を行った
後、１シンボル周期前の位相推定値との和をとることに
より、最適なサンプルタイミングが再生されていない状
態で発生する位相推定誤差を打ち消すことができる。
【００１８】また、ビットタイミング再生部用位相比較
器は搬送波の位相推定を行った後、１シンボル周期前の
位相推定値との和をとるようにしているため、この位相
比較器の出力信号が前記選択回路手段を介して前記再生
搬送波生成回路に入力されるときは、ビットパターンの
２値の交互繰り返しによる振動成分を取り除くことがで
き、よって選択回路手段の出力のジッタ成分を大幅に抑
圧することができる。
器は搬送波の位相推定を行った後、１シンボル周期前の
位相推定値との和をとるようにしているため、この位相
比較器の出力信号が前記選択回路手段を介して前記再生
搬送波生成回路に入力されるときは、ビットパターンの
２値の交互繰り返しによる振動成分を取り除くことがで
き、よって選択回路手段の出力のジッタ成分を大幅に抑
圧することができる。
【００１９】
【実施例】図１は本発明の一実施例のブロック図を示
す。同図において、乗算器１１は入力Ｏ−ＱＰＳＫ変調
波ａと電圧制御発振器１５の出力信号ｂとを乗算する。
乗算器１２は、Ｏ−ＱＰＳＫ変調波ａとπ／２位相推移
器１３の出力信号ｃとを乗算する。遅延器１４はシンボ
ルレートの１／２周期の時間、信号ｄを遅延する。遅延
器１４は同相チャネルと直交チャネルとの間で信号の変
化点が１／２周期ずれているオフセットＱＰＳＫ信号を
ＱＰＳＫ信号に変換するにあたり、両チャネルのサンプ
ルタイミングを一致させるために設けられている。
す。同図において、乗算器１１は入力Ｏ−ＱＰＳＫ変調
波ａと電圧制御発振器１５の出力信号ｂとを乗算する。
乗算器１２は、Ｏ−ＱＰＳＫ変調波ａとπ／２位相推移
器１３の出力信号ｃとを乗算する。遅延器１４はシンボ
ルレートの１／２周期の時間、信号ｄを遅延する。遅延
器１４は同相チャネルと直交チャネルとの間で信号の変
化点が１／２周期ずれているオフセットＱＰＳＫ信号を
ＱＰＳＫ信号に変換するにあたり、両チャネルのサンプ
ルタイミングを一致させるために設けられている。
【００２０】搬送波再生部検出回路１６は、図２及び図
１３に示したプリアンブル部の搬送波再生部３０１を検
出する回路で、例えば図３に示す如き構成とされてい
る。図３において、搬送波再生部検出回路１６は乗算器
１１、１２の出力信号ｄ、ｅ中の高周波の雑音を低域フ
ィルタ１６１、１６２で除去し、乗算器１６３、１６４
でそれぞれ２乗した後、加算器１６５で加算することに
より電力を得る。そして、この加算器１６５の出力信号
ｚを比較器１６６で閾値設定器１６７よりの閾値と比較
して検出信号を出力する構成である。
１３に示したプリアンブル部の搬送波再生部３０１を検
出する回路で、例えば図３に示す如き構成とされてい
る。図３において、搬送波再生部検出回路１６は乗算器
１１、１２の出力信号ｄ、ｅ中の高周波の雑音を低域フ
ィルタ１６１、１６２で除去し、乗算器１６３、１６４
でそれぞれ２乗した後、加算器１６５で加算することに
より電力を得る。そして、この加算器１６５の出力信号
ｚを比較器１６６で閾値設定器１６７よりの閾値と比較
して検出信号を出力する構成である。
【００２１】ここで、搬送波再生部３０１は同相チャネ
ル及び直交チャネル共に同一値であるため出力信号ｚは
増加し、閾値設定器１６７の出力閾値よりも大となるの
に対し、ビットタイミング再生部３０２は直交チャネル
が２値の交互繰り返しパターンであるため出力信号ｚが
上記閾値より大となることはなく、またデータ部も両チ
ャネルとも任意のランダムパターンであるから出力信号
ｚが上記閾値より大となることはない。従って、出力信
号ｚが上記閾値より大となったときは、比較器１６６よ
り搬送波再生部３０１が入力したことを示す検出信号が
出力される。
ル及び直交チャネル共に同一値であるため出力信号ｚは
増加し、閾値設定器１６７の出力閾値よりも大となるの
に対し、ビットタイミング再生部３０２は直交チャネル
が２値の交互繰り返しパターンであるため出力信号ｚが
上記閾値より大となることはなく、またデータ部も両チ
ャネルとも任意のランダムパターンであるから出力信号
ｚが上記閾値より大となることはない。従って、出力信
号ｚが上記閾値より大となったときは、比較器１６６よ
り搬送波再生部３０１が入力したことを示す検出信号が
出力される。
【００２２】図１のクロック再生回路１７は図４に示す
如き公知の回路構成とされている（例えば、山本平一、
加藤修三著；”ＴＤＭＡ通信”，電子情報通信学会，
ｐ．８６）。図４において、乗算器１２の出力信号ｅは
２乗器１７１、単同調フィルタ１７２、リミッタ１７３
を通して２分周回路１７４に供給され、再生クロックと
される。本実施例によるバースト信号のプリアンブル部
のビットタイミング再生部３０２は直交チャネルが２値
の交互繰り返しパターンであるため、２乗器１７１の入
力は１チャネルのみとなっている。
如き公知の回路構成とされている（例えば、山本平一、
加藤修三著；”ＴＤＭＡ通信”，電子情報通信学会，
ｐ．８６）。図４において、乗算器１２の出力信号ｅは
２乗器１７１、単同調フィルタ１７２、リミッタ１７３
を通して２分周回路１７４に供給され、再生クロックと
される。本実施例によるバースト信号のプリアンブル部
のビットタイミング再生部３０２は直交チャネルが２値
の交互繰り返しパターンであるため、２乗器１７１の入
力は１チャネルのみとなっている。
【００２３】再び図１に戻って説明するに、上記の遅延
器１４の出力信号ｆと乗算器１２の出力信号ｅは、搬送
波再生部用位相比較器１８、ビットタイミング再生部用
位相比較器１９及び４相位相比較器２０によりそれぞれ
位相比較される。スイッチ回路２２は制御回路２１の出
力信号によりスイッチング制御され、端子２２ａ、２２
ｂ及び２２ｃに入力される搬送波再生部用位相比較器１
８、ビットタイミング再生部用位相比較器１９及び４相
位相比較器２０の各出力位相誤差信号ｇ、ｈ及びｉのい
ずれか一の信号を選択してループフィルタ２３へ出力す
る。
器１４の出力信号ｆと乗算器１２の出力信号ｅは、搬送
波再生部用位相比較器１８、ビットタイミング再生部用
位相比較器１９及び４相位相比較器２０によりそれぞれ
位相比較される。スイッチ回路２２は制御回路２１の出
力信号によりスイッチング制御され、端子２２ａ、２２
ｂ及び２２ｃに入力される搬送波再生部用位相比較器１
８、ビットタイミング再生部用位相比較器１９及び４相
位相比較器２０の各出力位相誤差信号ｇ、ｈ及びｉのい
ずれか一の信号を選択してループフィルタ２３へ出力す
る。
【００２４】次に、搬送波再生部用位相比較器１８、ビ
ットタイミング再生部用位相比較器１９及び４相位相比
較器２０の構成について説明する。ビットタイミング再
生部用位相比較器１９は上記の出力信号ｆ及びｅが入力
され、２個の位相安定点を有する位相変換特性へ変換す
る回路で、入力信号のアークタンジェントを計算してシ
ンボルの位相推定値を求めるアークタンジェント計算回
路１９１と、アークタンジェント計算回路１９１の出力
位相推定値を１シンボル周期遅延する１周期遅延器１９
２と、アークタンジェント計算回路１９１の出力位相推
定値と１周期遅延器１９２の出力値とを加算して搬送波
位相検出値を出力する加算器１９３とよりなり、加算器
１９３の出力信号がスイッチ回路２２へ出力される。
ットタイミング再生部用位相比較器１９及び４相位相比
較器２０の構成について説明する。ビットタイミング再
生部用位相比較器１９は上記の出力信号ｆ及びｅが入力
され、２個の位相安定点を有する位相変換特性へ変換す
る回路で、入力信号のアークタンジェントを計算してシ
ンボルの位相推定値を求めるアークタンジェント計算回
路１９１と、アークタンジェント計算回路１９１の出力
位相推定値を１シンボル周期遅延する１周期遅延器１９
２と、アークタンジェント計算回路１９１の出力位相推
定値と１周期遅延器１９２の出力値とを加算して搬送波
位相検出値を出力する加算器１９３とよりなり、加算器
１９３の出力信号がスイッチ回路２２へ出力される。
【００２５】アークタンジェント計算回路１９１は例え
ば図５に示すように、リード・オンリ・メモリ（ＲＯ
Ｍ）１９１０により構成されており、ｓｉｎθに相当す
る信号ｅとｃｏｓθに相当する信号ｆとがそれぞれ入力
されて、予め格納されているｔａｎ-1（ｓｉｎθ／ｃｏ
ｓθ）の計算データを参照して、θのデータを出力す
る。
ば図５に示すように、リード・オンリ・メモリ（ＲＯ
Ｍ）１９１０により構成されており、ｓｉｎθに相当す
る信号ｅとｃｏｓθに相当する信号ｆとがそれぞれ入力
されて、予め格納されているｔａｎ-1（ｓｉｎθ／ｃｏ
ｓθ）の計算データを参照して、θのデータを出力す
る。
【００２６】搬送波再生部用位相比較器１８は上記の出
力信号ｆ及びｅが入力され、１個の位相安定点を有する
位相変換特性へ変換する回路で、例えば図６に示す如
く、位相推移器１８１とアークタンジェント計算回路１
８２とから構成されている。位相推移器１８１の位相推
移量は、アークタンジェント計算回路１８２の出力信号
ｇがロック点を中心とした変位を示すように定められて
いる。アークタンジェント計算回路１８２は図５に示し
たアークタンジェント計算回路１９１と同様の回路構成
で実現される。
力信号ｆ及びｅが入力され、１個の位相安定点を有する
位相変換特性へ変換する回路で、例えば図６に示す如
く、位相推移器１８１とアークタンジェント計算回路１
８２とから構成されている。位相推移器１８１の位相推
移量は、アークタンジェント計算回路１８２の出力信号
ｇがロック点を中心とした変位を示すように定められて
いる。アークタンジェント計算回路１８２は図５に示し
たアークタンジェント計算回路１９１と同様の回路構成
で実現される。
【００２７】この搬送波再生部用位相比較器１８の出力
信号ｇは、搬送波再生部受信中に前記スイッチ回路２２
を通してループフィルタ２３に入力され、搬送波位相引
込が行われる。
信号ｇは、搬送波再生部受信中に前記スイッチ回路２２
を通してループフィルタ２３に入力され、搬送波位相引
込が行われる。
【００２８】４相位相比較器２０は上記の出力信号ｆ及
びｅが入力され、４個の位相安定点（例えばπ／４、３
π／４、５π／４、７π／４）を有する位相変換特性へ
変換する回路で、例えば図７に示す如く、信号ｆ及びｅ
がそれぞれ入力される符号判定器２０１及び２０２、符
号判定器２０１の出力信号と信号ｅが入力される乗算器
２０３、符号判定器２０２の出力信号と信号ｆが入力さ
れる乗算器２０４、乗算器２０３及び２０４の出力信号
同士を減算する減算器２０５より構成されている。この
４相位相比較器２０の出力信号ｉはプリンアンブル部３
００の入力終了後にスイッチ回路２２により選択され
る。
びｅが入力され、４個の位相安定点（例えばπ／４、３
π／４、５π／４、７π／４）を有する位相変換特性へ
変換する回路で、例えば図７に示す如く、信号ｆ及びｅ
がそれぞれ入力される符号判定器２０１及び２０２、符
号判定器２０１の出力信号と信号ｅが入力される乗算器
２０３、符号判定器２０２の出力信号と信号ｆが入力さ
れる乗算器２０４、乗算器２０３及び２０４の出力信号
同士を減算する減算器２０５より構成されている。この
４相位相比較器２０の出力信号ｉはプリンアンブル部３
００の入力終了後にスイッチ回路２２により選択され
る。
【００２９】以上説明した構成の図１に示す実施例の搬
送波再生回路は、ＱＰＳＫ方式において搬送波再生を行
うコスタスループにおいて、直交する二つのチャネルへ
入力されるバースト信号相互間の位相を一致させるため
に遅延器１４を挿入すると共に、ループフィルタ２３の
入力側にスイッチ回路２２を設け、このスイッチ回路２
２を制御するために搬送波再生部検出回路１６と制御回
路２１とを設け、またビットタイミング再生部用位相比
較器１９においてはアークタンジェント計算回路１９１
を使用し、更に１周期遅延器１９２を設けることにより
アークタンジェント計算回路１９１の出力信号と１周期
前のアークタンジェント計算回路１９１の出力信号との
和をビットタイミング再生部用位相比較器１９の出力と
して用いるものである。
送波再生回路は、ＱＰＳＫ方式において搬送波再生を行
うコスタスループにおいて、直交する二つのチャネルへ
入力されるバースト信号相互間の位相を一致させるため
に遅延器１４を挿入すると共に、ループフィルタ２３の
入力側にスイッチ回路２２を設け、このスイッチ回路２
２を制御するために搬送波再生部検出回路１６と制御回
路２１とを設け、またビットタイミング再生部用位相比
較器１９においてはアークタンジェント計算回路１９１
を使用し、更に１周期遅延器１９２を設けることにより
アークタンジェント計算回路１９１の出力信号と１周期
前のアークタンジェント計算回路１９１の出力信号との
和をビットタイミング再生部用位相比較器１９の出力と
して用いるものである。
【００３０】次に、本実施例の動作について説明する。
図１において、受信復調ベースバンド信号であるＯ−Ｑ
ＰＳＫ変調波ａは２分岐され、一方は乗算器１１に供給
されて電圧制御発振器１５よりの第１の再生搬送波ｂと
乗算され、他方は乗算器１２に供給されて第１の再生搬
送波をπ／２位相推移器１３でπ／２移相した第２の再
生搬送波ｃと乗算される。乗算器１１の出力信号ｄはシ
ンボルレートの１／２周期の遅延時間を持つ遅延器１４
に入力される一方、搬送波再生部検出回路１６に入力さ
れる。
図１において、受信復調ベースバンド信号であるＯ−Ｑ
ＰＳＫ変調波ａは２分岐され、一方は乗算器１１に供給
されて電圧制御発振器１５よりの第１の再生搬送波ｂと
乗算され、他方は乗算器１２に供給されて第１の再生搬
送波をπ／２位相推移器１３でπ／２移相した第２の再
生搬送波ｃと乗算される。乗算器１１の出力信号ｄはシ
ンボルレートの１／２周期の遅延時間を持つ遅延器１４
に入力される一方、搬送波再生部検出回路１６に入力さ
れる。
【００３１】乗算器１１の出力信号ｄは遅延器１４によ
りシンボルレートの１／２周期遅延されて信号ｆとさ
れ、乗算器１２の出力信号ｅと時間合わせされた後、搬
送波再生部用位相比較器１８、ビットタイミング再生部
用位相比較器１９及び４相位相比較器２０にそれぞれ供
給される。乗算器１２の出力信号ｅは搬送波再生部検出
回路１６及びクロック再生回路１７にそれぞれ入力され
る一方、搬送波再生部用位相比較器１８、ビットタイミ
ング再生部用位相比較器１９及び４相位相比較器２０に
それぞれ供給される。
りシンボルレートの１／２周期遅延されて信号ｆとさ
れ、乗算器１２の出力信号ｅと時間合わせされた後、搬
送波再生部用位相比較器１８、ビットタイミング再生部
用位相比較器１９及び４相位相比較器２０にそれぞれ供
給される。乗算器１２の出力信号ｅは搬送波再生部検出
回路１６及びクロック再生回路１７にそれぞれ入力され
る一方、搬送波再生部用位相比較器１８、ビットタイミ
ング再生部用位相比較器１９及び４相位相比較器２０に
それぞれ供給される。
【００３２】乗算器１１及び１２からは図８（Ａ）に模
式的に示すように、搬送波再生部３０１、ビットタイミ
ング再生部３０２、ユニークワード３０３及びデータ部
３０４の順のバースト信号が取り出される。搬送波再生
部検出回路１６は図３と共に説明したように、上記の搬
送波再生部３０１が乗算器１１及び１２から取り出され
たことを検出すると、図８（Ｂ）に示すように検出信号
を発生し、図１の制御回路２１へ供給する。
式的に示すように、搬送波再生部３０１、ビットタイミ
ング再生部３０２、ユニークワード３０３及びデータ部
３０４の順のバースト信号が取り出される。搬送波再生
部検出回路１６は図３と共に説明したように、上記の搬
送波再生部３０１が乗算器１１及び１２から取り出され
たことを検出すると、図８（Ｂ）に示すように検出信号
を発生し、図１の制御回路２１へ供給する。
【００３３】制御回路２１はタイマ回路を内蔵してお
り、検出信号入力時点からのシンボル数をカウントし、
予め記憶されているプリアンブル長の情報を基に搬送波
再生部３０１からビットタイミング再生部３０２へそし
てユニークワード３０３へと切り替わるタイミングに合
わせてスイッチ回路２２へスイッチング制御信号を出力
してスイッチ回路２２を制御する。
り、検出信号入力時点からのシンボル数をカウントし、
予め記憶されているプリアンブル長の情報を基に搬送波
再生部３０１からビットタイミング再生部３０２へそし
てユニークワード３０３へと切り替わるタイミングに合
わせてスイッチ回路２２へスイッチング制御信号を出力
してスイッチ回路２２を制御する。
【００３４】これにより、スイッチ回路２２は図８
（Ｃ）に模式的に示すように、搬送波再生部３０１が入
力されているときは端子２２ａの入力信号ｇを選択し、
ビットタイミング再生部３０２が入力されているときは
端子２２ｂの入力信号ｈを選択し、ユニークワード３０
３以降の信号入力時は端子２２ｃの入力信号ｉを選択し
て図１のループフィルタ２３へ出力する。
（Ｃ）に模式的に示すように、搬送波再生部３０１が入
力されているときは端子２２ａの入力信号ｇを選択し、
ビットタイミング再生部３０２が入力されているときは
端子２２ｂの入力信号ｈを選択し、ユニークワード３０
３以降の信号入力時は端子２２ｃの入力信号ｉを選択し
て図１のループフィルタ２３へ出力する。
【００３５】従って、ループフィルタ２３の入力に用い
られる位相比較器の種別は図８（Ｄ）に模式的に示すよ
うに、搬送波再生部３０１が入力されているときは搬送
波再生部用位相比較器１８、ビットタイミング再生部３
０２が入力されているときはビットタイミング再生部用
位相比較器１９、ユニークワード３０３以降の信号入力
時は４相位相比較器２０となる。
られる位相比較器の種別は図８（Ｄ）に模式的に示すよ
うに、搬送波再生部３０１が入力されているときは搬送
波再生部用位相比較器１８、ビットタイミング再生部３
０２が入力されているときはビットタイミング再生部用
位相比較器１９、ユニークワード３０３以降の信号入力
時は４相位相比較器２０となる。
【００３６】これにより、まず搬送波再生部３０１受信
中は搬送波再生部用位相比較器１８の出力信号ｇがスイ
ッチ回路２２を通してループフィルタ２３へ供給され、
ここで高周波成分が濾波された後電圧制御発振器１５に
制御電圧として印加され、その出力発振周波数を可変制
御する。この電圧制御発振器１５の出力発振周波数は再
生搬送波として乗算器１１及びπ／２位相推移器１３に
それぞれ入力され搬送波位相引き込みが行われる。
中は搬送波再生部用位相比較器１８の出力信号ｇがスイ
ッチ回路２２を通してループフィルタ２３へ供給され、
ここで高周波成分が濾波された後電圧制御発振器１５に
制御電圧として印加され、その出力発振周波数を可変制
御する。この電圧制御発振器１５の出力発振周波数は再
生搬送波として乗算器１１及びπ／２位相推移器１３に
それぞれ入力され搬送波位相引き込みが行われる。
【００３７】続いて、ビットタイミング再生部３０２受
信中はビットタイミング再生部用位相比較器１９内のア
ークタンジェント計算回路１９１により、時間ｔにおけ
るシンボルの位相推定値θ（ｔ）が求められる。ここ
で、搬送波の位相誤差をθe 、サンプルタイミング誤差
によって生ずる信号点位相誤差をθceとすると、受信シ
ンボル系列の直交チャネル（Ｑチャネル）が図２（Ｂ）
に示したように、「０１０１・・・０１」と１シンボル
毎に交互に反転する、ビットタイミング再生部３０２受
信中における信号ベクトルの位相推定値は図９に示すよ
うになる。
信中はビットタイミング再生部用位相比較器１９内のア
ークタンジェント計算回路１９１により、時間ｔにおけ
るシンボルの位相推定値θ（ｔ）が求められる。ここ
で、搬送波の位相誤差をθe 、サンプルタイミング誤差
によって生ずる信号点位相誤差をθceとすると、受信シ
ンボル系列の直交チャネル（Ｑチャネル）が図２（Ｂ）
に示したように、「０１０１・・・０１」と１シンボル
毎に交互に反転する、ビットタイミング再生部３０２受
信中における信号ベクトルの位相推定値は図９に示すよ
うになる。
【００３８】図９（Ａ）はサンプルタイミング誤差と搬
送波位相オフセットが共に存在しないときの信号ベクト
ルの位相推定値を示している。このときはＩチャネルが
「１」で固定であるのに対し、Ｑチャネルが２値（±
１）の交互繰り返しパターンであることから同図（Ａ）
に示すように、信号ベクトルの位相推定値は１シンボル
毎に＋π／４と−π／４とが交互に現れる。
送波位相オフセットが共に存在しないときの信号ベクト
ルの位相推定値を示している。このときはＩチャネルが
「１」で固定であるのに対し、Ｑチャネルが２値（±
１）の交互繰り返しパターンであることから同図（Ａ）
に示すように、信号ベクトルの位相推定値は１シンボル
毎に＋π／４と−π／４とが交互に現れる。
【００３９】図９（Ｂ）はサンプルタイミング誤差があ
るが、搬送波位相オフセットは存在しないときの信号ベ
クトルの位相推定値を示している。このときは信号ベク
トルのＱチャネル成分は２値（±１）の交互繰り返しパ
ターンであるから、サンプルタイミング誤差により信号
成分が小さくなるのに対して、Ｉチャネル成分はビット
パターンがすべて「１」であるためサンプルタイミング
誤差の影響を受けないので、サンプルタイミング誤差に
よる信号点位相誤差θceはビットが「１」のときと
「０」のときとでは絶対値は等しく、符号は逆となる。
それゆえ、このときの信号ベクトルは図９（Ｂ）に実線
で示すように、位相推定値θ（ｔ）の絶対値は信号点位
相誤差θceの分だけ破線で示した同図（Ａ）のときより
も小さくなる。
るが、搬送波位相オフセットは存在しないときの信号ベ
クトルの位相推定値を示している。このときは信号ベク
トルのＱチャネル成分は２値（±１）の交互繰り返しパ
ターンであるから、サンプルタイミング誤差により信号
成分が小さくなるのに対して、Ｉチャネル成分はビット
パターンがすべて「１」であるためサンプルタイミング
誤差の影響を受けないので、サンプルタイミング誤差に
よる信号点位相誤差θceはビットが「１」のときと
「０」のときとでは絶対値は等しく、符号は逆となる。
それゆえ、このときの信号ベクトルは図９（Ｂ）に実線
で示すように、位相推定値θ（ｔ）の絶対値は信号点位
相誤差θceの分だけ破線で示した同図（Ａ）のときより
も小さくなる。
【００４０】図９（Ｃ）はサンプルタイミング誤差が存
在しないが、搬送波位相オフセットが存在するときの信
号ベクトルの位相推定値を示している。このときの信号
ベクトルは同図（Ｃ）に実線で示すように、搬送波の位
相誤差θe だけ破線で示したサンプルタイミング誤差と
搬送波位相オフセットが共に存在しないときの信号ベク
トルに比べて同一方向に回転したものとなる。
在しないが、搬送波位相オフセットが存在するときの信
号ベクトルの位相推定値を示している。このときの信号
ベクトルは同図（Ｃ）に実線で示すように、搬送波の位
相誤差θe だけ破線で示したサンプルタイミング誤差と
搬送波位相オフセットが共に存在しないときの信号ベク
トルに比べて同一方向に回転したものとなる。
【００４１】更に、図９（Ｄ）はサンプルタイミング誤
差と搬送波位相オフセットが共に存在するときの信号ベ
クトルの位相推定値を示している。このときの位相推定
値θ（ｔ）は、同図（Ｄ）に破線で示した搬送波位相オ
フセットのみが存在するときの信号ベクトル（同図
（Ｃ）と同じ）に比較して、図９（Ｂ）と共に説明した
と同じ理由により同図（Ｄ）に実線で示す如く、絶対値
は等しく、かつ、信号点位相誤差θceの分だけ小さくな
る。
差と搬送波位相オフセットが共に存在するときの信号ベ
クトルの位相推定値を示している。このときの位相推定
値θ（ｔ）は、同図（Ｄ）に破線で示した搬送波位相オ
フセットのみが存在するときの信号ベクトル（同図
（Ｃ）と同じ）に比較して、図９（Ｂ）と共に説明した
と同じ理由により同図（Ｄ）に実線で示す如く、絶対値
は等しく、かつ、信号点位相誤差θceの分だけ小さくな
る。
【００４２】すなわち、サンプルタイミング誤差と搬送
波位相オフセットが共に存在するときの信号ベクトルの
位相推定値θ（ｔ）は、１シンボル毎に θ（ｔ）＝（＋π／４）＋θe （ｔ）−θce（ｔ） と θ（ｔ）＝（−π／４）＋θe （ｔ）＋θ
ce（ｔ） とが交互に現れる。
波位相オフセットが共に存在するときの信号ベクトルの
位相推定値θ（ｔ）は、１シンボル毎に θ（ｔ）＝（＋π／４）＋θe （ｔ）−θce（ｔ） と θ（ｔ）＝（−π／４）＋θe （ｔ）＋θ
ce（ｔ） とが交互に現れる。
【００４３】再び図１に戻って説明するに、１周期遅延
器１９２は上記のアークタンジェント計算回路１９１に
より計算された位相推定値θ（ｔ）の１シンボル前の位
相推定値θ（ｔ−１）が保存されている。加算器１９３
はアークタンジェント計算回路１９１により計算された
位相推定値θ（ｔ）と１周期遅延器１９２からの１シン
ボル前の位相推定値θ（ｔ−１）とをそれぞれ加算し、
搬送波位相検出値θedetを算出する。
器１９２は上記のアークタンジェント計算回路１９１に
より計算された位相推定値θ（ｔ）の１シンボル前の位
相推定値θ（ｔ−１）が保存されている。加算器１９３
はアークタンジェント計算回路１９１により計算された
位相推定値θ（ｔ）と１周期遅延器１９２からの１シン
ボル前の位相推定値θ（ｔ−１）とをそれぞれ加算し、
搬送波位相検出値θedetを算出する。
【００４４】θedet（ｔ）＝θ（ｔ）＋θ（ｔ−１） ＝（＋π／４）＋θe （ｔ）−θce（ｔ）＋（−π／
４）＋θe （ｔ−１）＋θce（ｔ−１） ここで、搬送波再生、クロック再生共にその帯域は少な
くともシンボル速度の数十分の一であるので、一般には
１シンボル間に着目したとき、θe （ｔ）＝θe （ｔ−
１）、θce（ｔ）＝θce（ｔ−１）である。よって、ビ
ットタイミング再生部用位相比較器１９により得られる
搬送波位相検出値θedetは上式より次式で表される。
４）＋θe （ｔ−１）＋θce（ｔ−１） ここで、搬送波再生、クロック再生共にその帯域は少な
くともシンボル速度の数十分の一であるので、一般には
１シンボル間に着目したとき、θe （ｔ）＝θe （ｔ−
１）、θce（ｔ）＝θce（ｔ−１）である。よって、ビ
ットタイミング再生部用位相比較器１９により得られる
搬送波位相検出値θedetは上式より次式で表される。
【００４５】 θedet（ｔ）＝θe （ｔ）＋θe （ｔ−１） ＝２θe （ｔ） 従って、ビットタイミング再生部用位相比較器１９によ
り得られる搬送波位相検出値θedetは、上式より分るよ
うにサンプルタイミング誤差の影響を受けないことにな
る。これにより、本実施例によれば、ビットタイミング
再生部３０２が始まる時点において、最適なサンプルタ
イミングが得られていなくとも、ビットタイミング再生
部３０２においてもその影響を受けずに搬送波再生が継
続して行えることとなる。
り得られる搬送波位相検出値θedetは、上式より分るよ
うにサンプルタイミング誤差の影響を受けないことにな
る。これにより、本実施例によれば、ビットタイミング
再生部３０２が始まる時点において、最適なサンプルタ
イミングが得られていなくとも、ビットタイミング再生
部３０２においてもその影響を受けずに搬送波再生が継
続して行えることとなる。
【００４６】次に、ループフィルタ２３の広帯域化につ
いて説明する。前記した本出願人の提案になる搬送波再
生回路では、前記したようにビットタイミング再生部３
０２の受信期間中は、「１」と「０」の交互繰り返しビ
ットパターンをループフィルタに入力してこれを濾波す
ることにより、電圧制御発振器の制御電圧を所定の低レ
ベルに設定している。
いて説明する。前記した本出願人の提案になる搬送波再
生回路では、前記したようにビットタイミング再生部３
０２の受信期間中は、「１」と「０」の交互繰り返しビ
ットパターンをループフィルタに入力してこれを濾波す
ることにより、電圧制御発振器の制御電圧を所定の低レ
ベルに設定している。
【００４７】ところが、この場合、ループフィルタの入
力そのものが符号反転を繰り返すため、その振動はルー
プフィルタの一次部分を通してループフィルタ出力にジ
ッタとして現れることになる。そのため、コスタスルー
プのノイズに対する安定性は、その分だけ低下すること
になるので、それを補償するためにループフィルタの帯
域はある程度狭めておく必要があった。
力そのものが符号反転を繰り返すため、その振動はルー
プフィルタの一次部分を通してループフィルタ出力にジ
ッタとして現れることになる。そのため、コスタスルー
プのノイズに対する安定性は、その分だけ低下すること
になるので、それを補償するためにループフィルタの帯
域はある程度狭めておく必要があった。
【００４８】これに対し、本実施例によれば、ビットタ
イミング再生部用位相比較器１９において、隣接シンボ
ルに対する位相推定値の和をとって出力としているた
め、位相比較器１９からスイッチ回路２２を通してルー
プフィルタ２３に入力される信号（搬送波位相検出値θ
edet）中には、ビットパターンの交互反転による振動成
分（±π／４振動、及びサンプルタイミング誤差による
信号点位相誤差±θce）はほぼ取り除かれているので、
ループフィルタ２３の出力信号中のジッタ成分は大幅に
抑圧される。
イミング再生部用位相比較器１９において、隣接シンボ
ルに対する位相推定値の和をとって出力としているた
め、位相比較器１９からスイッチ回路２２を通してルー
プフィルタ２３に入力される信号（搬送波位相検出値θ
edet）中には、ビットパターンの交互反転による振動成
分（±π／４振動、及びサンプルタイミング誤差による
信号点位相誤差±θce）はほぼ取り除かれているので、
ループフィルタ２３の出力信号中のジッタ成分は大幅に
抑圧される。
【００４９】このため、本実施例と本出願人の先の提案
回路とのノイズに対するコスタスループ安定度が同じで
あるならば、本実施例の方がループフィルタの帯域をよ
り広くすることができることとなる。
回路とのノイズに対するコスタスループ安定度が同じで
あるならば、本実施例の方がループフィルタの帯域をよ
り広くすることができることとなる。
【００５０】このようにして、ビットタイミング再生部
３０２受信中はビットタイミング再生部用位相比較器１
９により得られる搬送波位相検出値θedetがスイッチ回
路２２及びループフィルタ２３をそれぞれ通して電圧制
御発振器１５に供給され、これより最適なサンプルタイ
ミングが得られていなくとも、その影響を受けずに継続
して安定に搬送波位相検出値θedetに応じた位相の再生
搬送波が出力される。
３０２受信中はビットタイミング再生部用位相比較器１
９により得られる搬送波位相検出値θedetがスイッチ回
路２２及びループフィルタ２３をそれぞれ通して電圧制
御発振器１５に供給され、これより最適なサンプルタイ
ミングが得られていなくとも、その影響を受けずに継続
して安定に搬送波位相検出値θedetに応じた位相の再生
搬送波が出力される。
【００５１】次に、上記のビットタイミング再生部３０
２の受信が終わり、ユニークワード３０３の受信が始ま
ると、スイッチ回路２２は４相位相比較器２０の出力位
相誤差信号を選択してループフィルタ２３へ出力する。
４相位相比較器２０は図７に示したように、復調信号ｆ
及びｅが符号判定器２０１及び２０２により求められた
互いの符号値と乗算器２０３及び２０４において乗算さ
れた信号を、減算器２０５において減算することによ
り、４個の位相安定点のうち最寄りの一つから見た位相
誤差信号ｉを出力する。
２の受信が終わり、ユニークワード３０３の受信が始ま
ると、スイッチ回路２２は４相位相比較器２０の出力位
相誤差信号を選択してループフィルタ２３へ出力する。
４相位相比較器２０は図７に示したように、復調信号ｆ
及びｅが符号判定器２０１及び２０２により求められた
互いの符号値と乗算器２０３及び２０４において乗算さ
れた信号を、減算器２０５において減算することによ
り、４個の位相安定点のうち最寄りの一つから見た位相
誤差信号ｉを出力する。
【００５２】次に本発明の他の実施例について図１０の
ブロック図と共に説明する。同図中、図１と同一構成部
分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１に示
した実施例では遅延器１４により直交する２系列の信号
のサンプルタイミングを一致させているが、本実施例は
通常のクロックに対して反転クロックを用意し、上記の
遅延器１４の代わりにＤ形フリップフロップ２５、２
６、２８及び２９とインバータ２７とを設けて、同相チ
ャネルと直交チャネルとの間でサンプリングクロックの
位相を１／２周期ずらすように構成したものである。
ブロック図と共に説明する。同図中、図１と同一構成部
分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１に示
した実施例では遅延器１４により直交する２系列の信号
のサンプルタイミングを一致させているが、本実施例は
通常のクロックに対して反転クロックを用意し、上記の
遅延器１４の代わりにＤ形フリップフロップ２５、２
６、２８及び２９とインバータ２７とを設けて、同相チ
ャネルと直交チャネルとの間でサンプリングクロックの
位相を１／２周期ずらすように構成したものである。
【００５３】図１０において、クロック再生回路１７よ
り取り出されたクロックｊはＤ形フリップフロップ２６
のクロック端子に直接入力される一方、インバータ２７
により反転されてＤ形フリップフロップ２５のクロック
端子に入力される。Ｄ形フリップフロップ２５はこのイ
ンバータ２７の出力反転クロックの例えば立ち上がりで
乗算器１１の出力信号ｄをラッチし（サンプリング
し）、同様にＤ形フリップフロップ２６はクロックｊの
例えば立ち上がりで乗算器１２の出力信号ｅをラッチす
る（サンプリングする）。
り取り出されたクロックｊはＤ形フリップフロップ２６
のクロック端子に直接入力される一方、インバータ２７
により反転されてＤ形フリップフロップ２５のクロック
端子に入力される。Ｄ形フリップフロップ２５はこのイ
ンバータ２７の出力反転クロックの例えば立ち上がりで
乗算器１１の出力信号ｄをラッチし（サンプリング
し）、同様にＤ形フリップフロップ２６はクロックｊの
例えば立ち上がりで乗算器１２の出力信号ｅをラッチす
る（サンプリングする）。
【００５４】これにより、同相チャネルのバースト信号
ｄと直交チャネルのバースト信号ｅとは、クロックｊの
１／２周期互いにずれたタイミングでサンプリングされ
ることになる。ところが、Ｄ形フリップフロップ２５と
２６からそれぞれ出力された段階では、両チャネルの信
号変化点は依然として１／２周期ずれていることにな
る。
ｄと直交チャネルのバースト信号ｅとは、クロックｊの
１／２周期互いにずれたタイミングでサンプリングされ
ることになる。ところが、Ｄ形フリップフロップ２５と
２６からそれぞれ出力された段階では、両チャネルの信
号変化点は依然として１／２周期ずれていることにな
る。
【００５５】そこで、図１０に示す実施例ではＤ形フリ
ップフロップ２５、２６の各出力信号を、クロックｊが
共通にクロック端子に入力されるＤ形フリップフロップ
２８、２９のデータ入力端子に入力して同一のタイミン
グで再度ラッチ（サンプリング）することにより、両チ
ャネルの信号変化点を揃えている。
ップフロップ２５、２６の各出力信号を、クロックｊが
共通にクロック端子に入力されるＤ形フリップフロップ
２８、２９のデータ入力端子に入力して同一のタイミン
グで再度ラッチ（サンプリング）することにより、両チ
ャネルの信号変化点を揃えている。
【００５６】なお、本発明は以上の実施例に限定される
ものではなく、例えばビットタイミング再生部を引き込
む位相（ロック点）が実施例と異なる場合は、ビットタ
イミング再生部位相比較器１９は図１１に示す如き構成
とされる。すなわち、アークタンジェント計算回路１９
１の入力側に位相推移器１９４を設け、これにより信号
ｅ及びｆの位相を図９の場合と一致させるようにするこ
とにより、以降の処理を前記実施例と同様に進めること
ができる。
ものではなく、例えばビットタイミング再生部を引き込
む位相（ロック点）が実施例と異なる場合は、ビットタ
イミング再生部位相比較器１９は図１１に示す如き構成
とされる。すなわち、アークタンジェント計算回路１９
１の入力側に位相推移器１９４を設け、これにより信号
ｅ及びｆの位相を図９の場合と一致させるようにするこ
とにより、以降の処理を前記実施例と同様に進めること
ができる。
【００５７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ビットタイミング再生部用位相比較器により、搬送波の
位相推定を行った後、１シンボル周期前の位相推定値と
の和をとることにより、最適なサンプルタイミングが再
生されていない状態で２値の交互繰り返しパターンを受
信したときに発生する位相推定誤差を打ち消すようにし
たため、ビットタイミング再生部の始まりにおいて最適
なサンプルタイミングが再生されないことが搬送波再生
動作に影響を与えないようにすることができる。
ビットタイミング再生部用位相比較器により、搬送波の
位相推定を行った後、１シンボル周期前の位相推定値と
の和をとることにより、最適なサンプルタイミングが再
生されていない状態で２値の交互繰り返しパターンを受
信したときに発生する位相推定誤差を打ち消すようにし
たため、ビットタイミング再生部の始まりにおいて最適
なサンプルタイミングが再生されないことが搬送波再生
動作に影響を与えないようにすることができる。
【００５８】また、ビットタイミング再生部用位相比較
器の出力信号中にビットパターンの２値の交互繰り返し
による振動成分がほとんど現れないようにすることによ
り、選択回路手段の出力のジッタ成分を大幅に抑圧する
ようにしたため、コスタスループのノイズに対する強度
を高めることができ、これにより選択回路手段のループ
フィルタの広帯域化を実現することができる特長があ
る。
器の出力信号中にビットパターンの２値の交互繰り返し
による振動成分がほとんど現れないようにすることによ
り、選択回路手段の出力のジッタ成分を大幅に抑圧する
ようにしたため、コスタスループのノイズに対する強度
を高めることができ、これにより選択回路手段のループ
フィルタの広帯域化を実現することができる特長があ
る。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】本発明が対象とするオフセットＱＰＳＫ方式に
おけるバースト信号のプリアンブル部の構成を示す図で
ある。
おけるバースト信号のプリアンブル部の構成を示す図で
ある。
【図３】図１中の搬送波再生部検出回路の一例のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】図１中のクロック再生回路の一例のブロック図
である。
である。
【図５】図１中のアークタンジェント計算回路の一例の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】図１中の搬送波再生部用位相比較器の一例のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】図１中の４相位相比較器の一例のブロック図で
ある。
ある。
【図８】図１の動作説明図である。
【図９】ビットタイミング再生部における位相平面上の
信号ベクトル配置図である。
信号ベクトル配置図である。
【図１０】本発明の他の実施例のブロック図である。
【図１１】ビットタイミング再生部用位相比較器の他の
例のブロック図である。
例のブロック図である。
【図１２】ＱＰＳＫ方式とＯ−ＱＰＳＫ方式のデータを
示す図である。
示す図である。
【図１３】バースト信号の構成を示す図である。
【符号の説明】 １１、１２ 乗算器 １３ π／２位相推移器 １４ 遅延器 １５ 電圧制御発振器 １６ 搬送波再生部検出回路 １７ クロック再生回路 １８ 搬送波再生部用位相比較器 １９ ビットタイミング再生部用位相比較器 ２０ ４相位相比較器 ２１ 制御回路 ２２ スイッチ回路 ２３ ループフィルタ ２５、２６、２８、２９ Ｄ形フリップフロップ ２７ インバータ １９１ アークタンジェント計算回路 １９２ １周期遅延器 １９３ 加算器
Claims (4)
- 【請求項１】 オフセットＱＰＳＫ方式で変調される直
交する２系列のバースト信号のそれぞれが、搬送波再生
部とビットタイミング再生部の順で時系列的に合成され
たプリアンブル部がデータ部に前置された構成であり、
かつ、該搬送波再生部は該２系列とも２値の一方の値に
固定されたパターンで、該ビットタイミング再生部は該
２系列のうち一方が２値の一方の値に固定され、他方が
２値の交互くり返しパターンである、オフセットＱＰＳ
Ｋ変調波から搬送波再生を行う搬送波再生回路におい
て、 前記オフセットＱＰＳＫ変調波と互いにπ／２位相の異
なる第１及び第２の再生搬送波とをそれぞれ乗算する第
１及び第２の乗算手段と、 該第１及び第２の乗算手段の両出力信号から前記搬送波
再生部を検出する検出回路と、 該第１及び第２の乗算手段の両出力信号の一方を他方に
対してシンボルレートの１／２周期遅延する遅延器と、 該第１及び第の２乗算手段の一方の出力信号に基づいて
サンプリングクロック再生をするクロック再生回路と、 該第１及び第２の乗算手段の両出力信号のうち該遅延器
で遅延された一方の信号と遅延されていない他方の信号
とから１個の位相安定点を有する位相変換特性へ変換す
る搬送波再生部用位相比較器と、 該第１及び第２の乗算手段の両出力信号のうち該遅延器
で遅延された一方の信号と遅延されていない他方の信号
とから２個の位相安定点を有する位相変換特性へ変換す
るビットタイミング再生部用位相比較器と、 該第１及び第２の乗算手段の両出力信号のうち該遅延器
で遅延された一方の信号と遅延されていない他方の信号
とから４個の位相安定点を有する位相変換特性へ変換す
る４相位相比較器と、 前記搬送波再生部用位相比較器、ビットタイミング再生
部用位相比較器及び４相位相比較器の各出力信号のうち
一の出力信号を、前記クロック再生回路からのクロック
に基づいて順次選択する選択回路手段と、 該選択回路手段の出力信号に基づいて再生搬送波を生成
する再生搬送波生成回路とを有することを特徴とする搬
送波再生回路。 - 【請求項２】 前記クロック再生回路の出力クロックか
ら生成した互いにπ／２位相を異ならせた第１及び第２
のクロックにより前記第１及び第２の乗算手段の両出力
信号をそれぞれラッチする第１及び第２のラッチ回路
と、該第１及び第２のラッチ回路の出力信号をそれぞれ
該クロック再生回路の出力クロックによりラッチする第
３及び第４のラッチ回路とを前記遅延器に代えて設けた
ことを特徴とする請求項１記載の搬送波再生回路。 - 【請求項３】 ビットタイミング再生部用位相比較器
は、入力信号のアークタンジェントを計算してシンボル
の位相推定値を求めるアークタンジェント計算回路と、
該アークタンジェント計算回路の出力位相推定値を１シ
ンボル周期遅延する１周期遅延器と、該アークタンジェ
ント計算回路の出力位相推定値と１周期遅延器の出力値
とを加算して搬送波位相検出値を出力する加算器とより
なることを特徴とする請求項１又は２記載の搬送波再生
回路。 - 【請求項４】 前記再生搬送波生成回路は、前記選択回
路手段の出力信号を濾波するループフィルタと、該ルー
プフィルタの出力信号レベルに応じた発振周波数を出力
する可変周波数発振器とよりなることを特徴とする請求
項１記載の搬送波再生回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5215288A JP2797916B2 (ja) | 1993-08-05 | 1993-08-05 | 搬送波再生回路 |
| NO942879A NO942879L (no) | 1993-08-05 | 1994-08-03 | Krets for gjenvinning av bærebölge ved forskjövet QPSK modulering |
| DE69434262T DE69434262T2 (de) | 1993-08-05 | 1994-08-04 | Trägerrückgewinnungsschaltung für Offset-QPSK-Demodulatoren |
| EP94112213A EP0637883B1 (en) | 1993-08-05 | 1994-08-04 | Carrier recovery circuit for offset QPSK demodulators |
| US08/286,464 US5485489A (en) | 1993-08-05 | 1994-08-05 | Carrier recovery circuit for offset QPSK demodulators |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5215288A JP2797916B2 (ja) | 1993-08-05 | 1993-08-05 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0750700A true JPH0750700A (ja) | 1995-02-21 |
| JP2797916B2 JP2797916B2 (ja) | 1998-09-17 |
Family
ID=16669843
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5215288A Expired - Lifetime JP2797916B2 (ja) | 1993-08-05 | 1993-08-05 | 搬送波再生回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5485489A (ja) |
| EP (1) | EP0637883B1 (ja) |
| JP (1) | JP2797916B2 (ja) |
| DE (1) | DE69434262T2 (ja) |
| NO (1) | NO942879L (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6377634B1 (en) | 1997-12-15 | 2002-04-23 | Nec Corporation | Circuit for reproducing bit timing and method of reproducing bit timing |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3349830B2 (ja) * | 1994-07-29 | 2002-11-25 | 沖電気工業株式会社 | クロック発生回路 |
| JP2806296B2 (ja) * | 1995-03-11 | 1998-09-30 | 日本電気株式会社 | 搬送波再生回路 |
| KR960038686A (ko) * | 1995-04-13 | 1996-11-21 | 김광호 | 단일 주파수에 의한 신호 송수신회로 |
| JPH0918532A (ja) * | 1995-06-30 | 1997-01-17 | Nec Corp | バーストモード通信システムにおける無線通信装置及び受信方法 |
| JP3552183B2 (ja) * | 1996-08-01 | 2004-08-11 | 松下電器産業株式会社 | 搬送波再生方法および装置 |
| US5960044A (en) * | 1996-11-14 | 1999-09-28 | Scientific-Atlanta, Inc. | Apparatus and method for block phase estimation |
| JP3080601B2 (ja) * | 1997-06-06 | 2000-08-28 | 株式会社ケンウッド | 搬送波再生回路 |
| US7197090B1 (en) | 1999-01-29 | 2007-03-27 | Northrop Grumman Corporation | Adaptive decision regions and metrics |
| GR1003430B (el) * | 1999-03-17 | 2000-09-07 | �.�. �������� ���������� ��������������� & ����������... | Δομη δεκτη για διαφορικη μεταθετικη διαμορφωση μετατοπισης φασης σε ορθογωνισμο |
| US6707863B1 (en) | 1999-05-04 | 2004-03-16 | Northrop Grumman Corporation | Baseband signal carrier recovery of a suppressed carrier modulation signal |
| KR100542039B1 (ko) * | 2002-07-02 | 2006-01-10 | 삼성탈레스 주식회사 | 이동통신장치의 프레임동기신호 발생장치 |
| US7138882B2 (en) * | 2002-11-08 | 2006-11-21 | Northrop Grumman Corp | Architecture for universal modulator |
| ES2325662T3 (es) | 2003-08-14 | 2009-09-11 | Lg Electronics Inc. | Medio de grabacion, metodo de configuracion de informacion de control de dicho medio, metodo de grabacion y/o reproduccion usando dicho medio, y aparato de dicho metodo. |
| US9621274B2 (en) * | 2010-04-08 | 2017-04-11 | Infinera Corporation | Optical communication system |
| US8750444B2 (en) | 2011-05-06 | 2014-06-10 | Northrop Grumman Systems Corporation | Snapshot processing of timing data |
| CN107132541B (zh) * | 2017-06-14 | 2019-10-18 | 哈尔滨工程大学 | 多基地声纳低截获多址分辨信号生成方法 |
| GB2575120B (en) | 2018-06-29 | 2020-09-30 | Imagination Tech Ltd | O-QPSK symbol timing estimation |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04297168A (ja) * | 1991-03-26 | 1992-10-21 | Japan Radio Co Ltd | キャリア再生装置 |
| JPH0552101A (ja) * | 1991-08-23 | 1993-03-02 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | ガスタービンの中空フアン動翼 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2724145B2 (ja) * | 1987-03-24 | 1998-03-09 | 株式会社日立製作所 | 搬送波再生装置 |
| JPH0824260B2 (ja) * | 1987-05-26 | 1996-03-06 | 日本電気株式会社 | 位相比較器 |
| JPH021675A (ja) * | 1987-12-24 | 1990-01-05 | Nec Corp | オフセットｑｐｓｋ方式用の搬送波再生回路 |
| US5150384A (en) * | 1990-09-28 | 1992-09-22 | Motorola, Inc. | Carrier recovery method and apparatus having an adjustable response time determined by carrier signal parameters |
-
1993
- 1993-08-05 JP JP5215288A patent/JP2797916B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-08-03 NO NO942879A patent/NO942879L/no not_active Application Discontinuation
- 1994-08-04 DE DE69434262T patent/DE69434262T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-08-04 EP EP94112213A patent/EP0637883B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-08-05 US US08/286,464 patent/US5485489A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04297168A (ja) * | 1991-03-26 | 1992-10-21 | Japan Radio Co Ltd | キャリア再生装置 |
| JPH0552101A (ja) * | 1991-08-23 | 1993-03-02 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | ガスタービンの中空フアン動翼 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6377634B1 (en) | 1997-12-15 | 2002-04-23 | Nec Corporation | Circuit for reproducing bit timing and method of reproducing bit timing |
| EP0924892A3 (en) * | 1997-12-15 | 2003-12-10 | NEC Corporation | Circuit for reproducing bit timing and method of reproducing bit timing |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NO942879D0 (ja) | 1994-08-03 |
| EP0637883A3 (en) | 1995-07-05 |
| EP0637883B1 (en) | 2005-02-09 |
| JP2797916B2 (ja) | 1998-09-17 |
| US5485489A (en) | 1996-01-16 |
| EP0637883A2 (en) | 1995-02-08 |
| DE69434262D1 (de) | 2005-03-17 |
| NO942879L (no) | 1995-02-06 |
| DE69434262T2 (de) | 2006-03-23 |
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