JPH0222903A - Ｖｃｏ - Google Patents
ＶｃｏInfo
- Publication number
- JPH0222903A JPH0222903A JP17302588A JP17302588A JPH0222903A JP H0222903 A JPH0222903 A JP H0222903A JP 17302588 A JP17302588 A JP 17302588A JP 17302588 A JP17302588 A JP 17302588A JP H0222903 A JPH0222903 A JP H0222903A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- oscillation
- collector
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はＶＣＯに関する。
この発明は、ｖＣＯにおいて、その共振回路に、進相回
路、増幅用トランジスタ及びバイパスコンデンサを接続
することにより、広い周波数範囲にわたってレベル及び
周波数の安定な発振信号が得られるようにしたものであ
る。
路、増幅用トランジスタ及びバイパスコンデンサを接続
することにより、広い周波数範囲にわたってレベル及び
周波数の安定な発振信号が得られるようにしたものであ
る。
ＦＭ受信機においてＡＦＣを行う場合、あるいはシンセ
サイザ方式の受信機などにおいては、Ｖｃｔｂが必要と
される。
サイザ方式の受信機などにおいては、Ｖｃｔｂが必要と
される。
そして、そのようなりＣＯを構成する場合、その共振回
路に可変容量ダイオードを使用する方法、あるいはミラ
ー効果を持つ可変利得アンプを使用する方法などがある
。
路に可変容量ダイオードを使用する方法、あるいはミラ
ー効果を持つ可変利得アンプを使用する方法などがある
。
〔発明が解決しようとする課題〕
しかし、可変容量ダイオードを使用する場合には、発振
周波数の変化範囲を広くするために可変容量ダイオード
の容量の変化範囲を広くしようとすると、制御電圧の変
化範囲を広（する必要がある。
周波数の変化範囲を広くするために可変容量ダイオード
の容量の変化範囲を広くしようとすると、制御電圧の変
化範囲を広（する必要がある。
ところが、制御電圧の変化範囲を広くするには、電源電
圧が高い必要があり、低電圧、例えば１．５■の単３電
池１本で動作する受信機には通さない。
圧が高い必要があり、低電圧、例えば１．５■の単３電
池１本で動作する受信機には通さない。
また、可変容量ダイオードを使用すると、ｖＣＯとして
の制御電圧に対する周波数変化の直線性があまり良好で
はない。
の制御電圧に対する周波数変化の直線性があまり良好で
はない。
その点、ミラー効果を持つ可変利得アンプを使用する場
合には、ＩＣ化にも通し、低電圧で必要な周波数の可変
範囲を得ることができるとともに、ＶＣＯとしての制御
電圧に対する周波数変化の直線性が可変容量ダイオード
の場合よりも良好である。
合には、ＩＣ化にも通し、低電圧で必要な周波数の可変
範囲を得ることができるとともに、ＶＣＯとしての制御
電圧に対する周波数変化の直線性が可変容量ダイオード
の場合よりも良好である。
しかし、このミラー効果による等価容量の変化範囲を広
くするためには、可変利得アンプの最大利得を大きくし
ておいて利得の変化範囲を広くする必要がある。そして
、最大利得を大きくしておくには、その可変利得アンプ
ないしこのアンプを構成するトランジスタの相互コンダ
クタンスを大きくしなければならず、そのためには動作
電流を多くしなければならないので、消費電流が増加し
てしまう。
くするためには、可変利得アンプの最大利得を大きくし
ておいて利得の変化範囲を広くする必要がある。そして
、最大利得を大きくしておくには、その可変利得アンプ
ないしこのアンプを構成するトランジスタの相互コンダ
クタンスを大きくしなければならず、そのためには動作
電流を多くしなければならないので、消費電流が増加し
てしまう。
この発明は、以上のような問題点を一掃しようとするも
のである。
のである。
このため、この発明においては、発振回路の共振回路に
、進相回路、増幅用トランジスタ及びバイパスコンデン
サを所定の関係に接続する。
、進相回路、増幅用トランジスタ及びバイパスコンデン
サを所定の関係に接続する。
共振回路に追加された回路が、可変等価容量として作用
する。
する。
第１図において、トランジスタＱ１＊ Ｑ２のエミッタ
が共通接続され、このエミッタと接地との間に、定電流
源用のトランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間が接続
されて差動アンプ（１）が構成される。さらに、トラン
ジスタＱ１のコレクタ及びトランジスタＱ２のベースが
電源端子ＴＬに接続され、トランジスタＱＬのベースが
トランジスタＱ２のコレクタに接続され、この接続点と
端子Ｔ工との間に、コンデンサＣ１及びコイルＬ１を有
する並列共振回路（２）が接続される。
が共通接続され、このエミッタと接地との間に、定電流
源用のトランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間が接続
されて差動アンプ（１）が構成される。さらに、トラン
ジスタＱ１のコレクタ及びトランジスタＱ２のベースが
電源端子ＴＬに接続され、トランジスタＱＬのベースが
トランジスタＱ２のコレクタに接続され、この接続点と
端子Ｔ工との間に、コンデンサＣ１及びコイルＬ１を有
する並列共振回路（２）が接続される。
さらに、トランジスタＱ２のコレクタと、トランジスタ
Ｑ４のベースとの間にコンデンサｃ２が接続されるとと
もに、そのベースと端子Ｔ１との間に抵抗ｍＲｔが接続
されて進相回路（３）が構成される。また、トランジス
タＱ４は、進相回路（３）とともに可変リアクタンス回
路（４）を構成するもので、そのコレクタはトランジス
タＱ２のコレクタに接続され、トランジスタＱ４のエミ
ッタと接地との間には、定電流源用のトランジスタＱＳ
のコレクタ・エミッタ間と抵抗器Ｒ５とが直列接続され
る。
Ｑ４のベースとの間にコンデンサｃ２が接続されるとと
もに、そのベースと端子Ｔ１との間に抵抗ｍＲｔが接続
されて進相回路（３）が構成される。また、トランジス
タＱ４は、進相回路（３）とともに可変リアクタンス回
路（４）を構成するもので、そのコレクタはトランジス
タＱ２のコレクタに接続され、トランジスタＱ４のエミ
ッタと接地との間には、定電流源用のトランジスタＱＳ
のコレクタ・エミッタ間と抵抗器Ｒ５とが直列接続され
る。
さらに、トランジスタＱ４のエミッタと端子ＴＬとの間
に、位相補償用のコンデンサＣ３が接続される。
に、位相補償用のコンデンサＣ３が接続される。
また、トランジスタＱεのベースが、制御端子Ｔ２に接
続されて発振周波数の制御電圧Ｅｃが供給され、そのエ
ミッタが接地され、そのコレクタが抵抗器Ｒ３を通じて
端子Ｔ１に接続されるとともに、トランジスタＱｓのベ
ースに接続される。
続されて発振周波数の制御電圧Ｅｃが供給され、そのエ
ミッタが接地され、そのコレクタが抵抗器Ｒ３を通じて
端子Ｔ１に接続されるとともに、トランジスタＱｓのベ
ースに接続される。
さらに、発振出力が、例えばトランジスタＱ２のコレク
タから取り出される。また、ＶＨＦ帯の場合、コンデン
サＣ３は２０ｐＦ程度である。
タから取り出される。また、ＶＨＦ帯の場合、コンデン
サＣ３は２０ｐＦ程度である。
このような構成によれば、トランジスタＱ２のコレクタ
に交流信号成分が得られると、この信号成分は、トラン
ジスタＱ２のコレクタ→トランジスタＱ１のベース→そ
のエミッタ→トランジスタＱ２’？Ｄエミッターそのコ
レクタのループを通じて正帰還される。そして、このと
き、共振回路（２）の共振インピーダンスが十分に大き
ければ、その共振周波数においてその正帰還ループのル
ープゲインが十分に大きくなるので、その共振周波数で
発振が起きる。
に交流信号成分が得られると、この信号成分は、トラン
ジスタＱ２のコレクタ→トランジスタＱ１のベース→そ
のエミッタ→トランジスタＱ２’？Ｄエミッターそのコ
レクタのループを通じて正帰還される。そして、このと
き、共振回路（２）の共振インピーダンスが十分に大き
ければ、その共振周波数においてその正帰還ループのル
ープゲインが十分に大きくなるので、その共振周波数で
発振が起きる。
さらに、この場合、共振回路（２）のホット側（トラン
ジスタＱ２のコレクタ）に得られる発振電圧は、進相回
路（３）により進相されてからトランジスタＱ４のベー
スに供給され、このトランジスタＱ４により電圧から電
流に変換されるとともに電流増幅されて共振回路（２）
のホット側を流れる。
ジスタＱ２のコレクタ）に得られる発振電圧は、進相回
路（３）により進相されてからトランジスタＱ４のベー
スに供給され、このトランジスタＱ４により電圧から電
流に変換されるとともに電流増幅されて共振回路（２）
のホット側を流れる。
したがって、共振回路（２）から進相回路（３）及びト
ランジスタＱ４を見たとき、発振電圧に対して位相の進
んだ発振電流が流れるので、共振回路（２）から見て進
相回路（３）及びトランジスタＱ４は、等価的に容量と
して作用していることになる。すなわち、進相回路（３
）及びトランジスタＱ４は、容量性リアクタンス回路（
４として作用していることになる。したがって、この回
路の発振周波数は、素子Ｃｔ ＠ Ｌ １及びリアクタ
ンス回路（４）の等価容量Ｃ４により決まる周波数とな
る。
ランジスタＱ４を見たとき、発振電圧に対して位相の進
んだ発振電流が流れるので、共振回路（２）から見て進
相回路（３）及びトランジスタＱ４は、等価的に容量と
して作用していることになる。すなわち、進相回路（３
）及びトランジスタＱ４は、容量性リアクタンス回路（
４として作用していることになる。したがって、この回
路の発振周波数は、素子Ｃｔ ＠ Ｌ １及びリアクタ
ンス回路（４）の等価容量Ｃ４により決まる周波数とな
る。
そして、制御電圧Ｅｃが変化すると、例えば、低くなる
と、これに対応してトランジスタＱ５のコレクタ電流１
５が増加してトランジスタＱ４の利得が太き（なるが、
トランジスタＱ４の利得が大きくなれば、トランジスタ
Ｑ４により共振回路（２）に流れる発振電流が増加する
ことになり、すなわち、リアクタンス回路（４において
は発振電圧が一定でも発振電流が増加することになり、
これはりアクタンス回路（４の等価容量Ｃ４が増加した
ことと等価である。
と、これに対応してトランジスタＱ５のコレクタ電流１
５が増加してトランジスタＱ４の利得が太き（なるが、
トランジスタＱ４の利得が大きくなれば、トランジスタ
Ｑ４により共振回路（２）に流れる発振電流が増加する
ことになり、すなわち、リアクタンス回路（４において
は発振電圧が一定でも発振電流が増加することになり、
これはりアクタンス回路（４の等価容量Ｃ４が増加した
ことと等価である。
したがって、リアクタンス回路（４は、制御電圧Ｅｃに
より等価容量Ｃ４が変化する可変リアクタンス回路とし
て動作していることになり、この発振回路の発振周波数
は制御電圧Ｅｃにより変化することになる。すなわち、
この発振回路は、制御電圧Ｅｃにより発振周波数が変化
するＶＣＯである。
より等価容量Ｃ４が変化する可変リアクタンス回路とし
て動作していることになり、この発振回路の発振周波数
は制御電圧Ｅｃにより変化することになる。すなわち、
この発振回路は、制御電圧Ｅｃにより発振周波数が変化
するＶＣＯである。
こうして、この発明によれば、ＶＣＯを得ることができ
るが、この場合、特にこの発明によれば、電源端子Ｔ１
と接地との間にスタックされるトランジスタのコレクタ
・エミッタ間及びベース・エミッタ間はそれぞれ１つず
つなので、端子Ｔｉの電源電圧Ｖｃｃは０．９ｖ程度で
よく、すなわち、定格電圧１．５ｖの単３電池がその６
０％の電圧まで低下してもほぼ正常に動作し、きわめて
低電圧でも動作させることができる。また、ＩＣ化も容
易である。
るが、この場合、特にこの発明によれば、電源端子Ｔ１
と接地との間にスタックされるトランジスタのコレクタ
・エミッタ間及びベース・エミッタ間はそれぞれ１つず
つなので、端子Ｔｉの電源電圧Ｖｃｃは０．９ｖ程度で
よく、すなわち、定格電圧１．５ｖの単３電池がその６
０％の電圧まで低下してもほぼ正常に動作し、きわめて
低電圧でも動作させることができる。また、ＩＣ化も容
易である。
さらに、トランジスタＱｓのコレクタ電流１５に対する
可変リアクタンス回路（４）の等価容量Ｃ４は、第２図
に示すようにほぼ直線状となるので、制御電圧Ｅｃに対
する周波数変化の直線性が、可変容量ダイオードの場合
よりも良好である。
可変リアクタンス回路（４）の等価容量Ｃ４は、第２図
に示すようにほぼ直線状となるので、制御電圧Ｅｃに対
する周波数変化の直線性が、可変容量ダイオードの場合
よりも良好である。
また、一般に、トランジスタは動作周波数が高くなると
、位相遅れを生じるようになり、したがって、このＶＣ
Ｏにおいても、発振周波数が高くなると、トランジスタ
Ｑ４に位相遅れを生じるようになり、この位相遅れによ
り進相回路（３）による進相量の一部がキャンセルされ
てしまう、しかし、発振周波数が高くなると、トランジ
スタＱ５によりトランジスタＱ４にかかっている電流負
帰還の負帰還量が、コンデンサＣ３により小さくなるの
で、トランジスタＱ４の利得が大きくなってトランジス
タＱ４により流れる発振電流が増加する。
、位相遅れを生じるようになり、したがって、このＶＣ
Ｏにおいても、発振周波数が高くなると、トランジスタ
Ｑ４に位相遅れを生じるようになり、この位相遅れによ
り進相回路（３）による進相量の一部がキャンセルされ
てしまう、しかし、発振周波数が高くなると、トランジ
スタＱ５によりトランジスタＱ４にかかっている電流負
帰還の負帰還量が、コンデンサＣ３により小さくなるの
で、トランジスタＱ４の利得が大きくなってトランジス
タＱ４により流れる発振電流が増加する。
そして、この発振電流が増加すれば、リアクタンス回路
（４）の等価容量が太き（なって進相量が増加し、これ
によりトランジスタＱ４の位相遅れがキャンセルされる
。したがって、コンデンサＣ３を所定の小さい容量とし
ておけば、高い周波数まで広い周波数範囲にわたって発
振周波数を変化させることができる。そして、このとき
、ミラー効果を持つ可変利得アンプの場合のように、動
作電流（トランジスタＱ５のコレクタ電流Ｉｇ）を増加
させる必要がなく、消費電流を少なくできる。
（４）の等価容量が太き（なって進相量が増加し、これ
によりトランジスタＱ４の位相遅れがキャンセルされる
。したがって、コンデンサＣ３を所定の小さい容量とし
ておけば、高い周波数まで広い周波数範囲にわたって発
振周波数を変化させることができる。そして、このとき
、ミラー効果を持つ可変利得アンプの場合のように、動
作電流（トランジスタＱ５のコレクタ電流Ｉｇ）を増加
させる必要がなく、消費電流を少なくできる。
さらに、トランジスタＱｓのコレクタ電流Ｉ６が大きく
なると、等価容量Ｃ４が大きくなって発振周波数が低く
なるが、同時に、リアクタンス回路（４の等価抵抗Ｒ４
が小さくなり、このため、差動アンプ（１）における上
述のループゲインが小さくなって発振レベルが弱くなる
。しかし、コンデンサＣ３を、 １／ （２πｆｃ３）’ｑｒｅ （ｓｉｎ）としてお
くことにより、第２図に破線で示すように等ｉ−低抵抗
４を大きくして等価Ｑを大きくでき、この結果、発振レ
ベルを大きくできる。
なると、等価容量Ｃ４が大きくなって発振周波数が低く
なるが、同時に、リアクタンス回路（４の等価抵抗Ｒ４
が小さくなり、このため、差動アンプ（１）における上
述のループゲインが小さくなって発振レベルが弱くなる
。しかし、コンデンサＣ３を、 １／ （２πｆｃ３）’ｑｒｅ （ｓｉｎ）としてお
くことにより、第２図に破線で示すように等ｉ−低抵抗
４を大きくして等価Ｑを大きくでき、この結果、発振レ
ベルを大きくできる。
また、第１図に示すように、差動アンプ（１）に正帰還
ループ及び共振回路（２）を設けた発振回路においては
、一般に、電流電圧＋Ｖｃｃが例えば高くなると、トラ
ンジスタＱｚ 、Ｑ２のコレクタの浮遊容量が小さくな
って発振周波数が高くなるが、このｖＣＯにおいては、
電流電圧＋Ｖｃｃが高くなると、トランジスタＱｓのベ
ース電位が上昇してそのコレクタ電流が増加し、この結
果、等価容量ｃ４が大きくなって浮遊容量の減少による
発振周波数の上昇をキャンセルすることができる。
ループ及び共振回路（２）を設けた発振回路においては
、一般に、電流電圧＋Ｖｃｃが例えば高くなると、トラ
ンジスタＱｚ 、Ｑ２のコレクタの浮遊容量が小さくな
って発振周波数が高くなるが、このｖＣＯにおいては、
電流電圧＋Ｖｃｃが高くなると、トランジスタＱｓのベ
ース電位が上昇してそのコレクタ電流が増加し、この結
果、等価容量ｃ４が大きくなって浮遊容量の減少による
発振周波数の上昇をキャンセルすることができる。
第１図はこの発明の一例の接続図、第２図はその説明の
ための図である。 （１）は差動アンプ、（２）は並列共振回路、（３）は
進相回路、（４は可変リアクタンス回路である。
ための図である。 （１）は差動アンプ、（２）は並列共振回路、（３）は
進相回路、（４は可変リアクタンス回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、第１及び第２のトランジスタのエミッタが定電流源
に接続されて差動アンプが構成され、上記第１のトラン
ジスタのベースが上記第２のトランジスタのコレクタに
接続されるとともに、 この第２のトランジスタのコレクタと電源端子との間に
、並列共振回路が接続されて発振回路が構成され、 上記並列共振回路に得られる発振電圧が進相回路を通じ
て第３のトランジスタのベースに供給され、 この第３のトランジスタのコレクタ出力が上記並列共振
回路に供給されるとともに、 上記第３のトランジスタのエミッタに位相補償用のコン
デンサが接続され、 上記第３トランジスタのエミッタ電流が制御されて上記
発振回路の発振周波数が制御されるＶＣＯ。 ２、第１及び第２のトランジスタのエミッタが定電流源
に接続されて差動アンプが構成され、上記第１のトラン
ジスタのベースが上記第２のトランジスタのコレクタに
接続されるとともに、 この第２のトランジスタのコレクタと電源端子との間に
、並列共振回路が接続されて発振回路が構成され、 上記並列共振回路に得られる発振電圧が進相回路を通じ
て第３のトランジスタのベースに供給され、 この第３のトランジスタのコレクタ出力が上記並列共振
回路に供給されるとともに、 上記第３のトランジスタのエミッタに位相補償用のコン
デンサが接続され、 第４のトランジスタが上記電源端子の電源電圧によりベ
ースバイアスされ、 制御信号が、上記第４のトランジスタを通じて上記第３
のトランジスタのエミッタに供給されて上記発振回路の
発振周波数が制御されるＶＣＯ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17302588A JPH0222903A (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | Ｖｃｏ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17302588A JPH0222903A (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | Ｖｃｏ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0222903A true JPH0222903A (ja) | 1990-01-25 |
Family
ID=15952816
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17302588A Pending JPH0222903A (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | Ｖｃｏ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0222903A (ja) |
-
1988
- 1988-07-12 JP JP17302588A patent/JPH0222903A/ja active Pending
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