JPH02230845A

JPH02230845A - Ｐｓｋ信号復調方法

Info

Publication number: JPH02230845A
Application number: JP4994589A
Authority: JP
Inventors: Teruhiko Honda; 本多　輝彦; Hideo Kobayashi; 英雄小林
Original assignee: Kokusai Denshin Denwa KK
Current assignee: KDDI Corp
Priority date: 1989-03-03
Filing date: 1989-03-03
Publication date: 1990-09-13
Anticipated expiration: 2011-10-09
Also published as: JP2540931B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、ＰＳＫ変調信号の同期検波復調方式に関する
。

（従来の技術）ＰＳＫ変調信号の復調方式としては、同期検波方式と遅
延検波方式とに大別される．このうち、同期検波方式は
遅延検波方式に比べ、多少復調器の構成が複雑になるが
、優れた復調ビット誤り率特性を持つ。従って、ＰＳＫ
変調信号の復調方式としては同期検波方式が近年、広く
用いられている。

同期検波方式は、受信側において受信信号搬送波に位相
同期した参照搬送波を再生する必要かあ、るが、搬送波
再生の方式としてはこれまでに逓倍・分周方式、Ｐ　Ｌ
　Ｌ　（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）方式な
どが提案されている。

（発明が解決しようとする課題）従来のこれら方式では、回線の状態が悪い場合、例えば
受信信号が弱い場合、すなわち受信信号の搬送波電力対
雑音電力比（Ｃ／Ｎ）が低い場合は受信信号の搬送波と
再生搬送波との位相同期確立までに長い時間がかかり、
また、受信周波数やＣ／Ｎの変動などによって同期が外
れ易く、一度同期が外れた場合、再び同期を確立するま
でに長い時間を要するという問題があった。

以上述べたように、これまでのＰＳＫ信号の同期検波方
式では搬送波再生が可能である受信信号のＣ／Ｎや、定
常的な受信信号の周波数偏差の大きさ、あるいは周波数
変動の大きさに限界があり、回線状態の悪い場合には搬
送波再生を精度よく行うことができず、ＰＳＫ信号を用
いた通信方式の適用も限られるという問題があった。

本発明は、上述した従来技術の欠点を解決するためにな
されたもので、受信信号のＣ／Ｎが非常に低く、受信信
号に大きな周波数偏差が存在する場合にも精度よく復調
することが出来るＰＳＫ信号復調方式を提供することを
目的とする。

（課題を解決するための手段）本発明の特徴は、位相変調されているＰＳＫ受信信号を
準同期検波した後、所定の周期でサンプリングしてディ
ジタル値に変換されたＰＳＫ信号をディジタル信号処理
により復調するＰＳＫ信号復調方式において、前記ディ
ジタル化されているＰＳＫ信号を分岐して分岐されたＰ
ＳＫ信号の一方をＦＦＴにより時間領域の受信信号から
周波数領域の信号に変換してその電力スペクトルを求め
、該得られた電カスベクトルより受信信号の搬送波周波
数を推定し、該推定された搬送波周波数を用いて前記分
岐された他方の時間領域のＰＳＫ信号の周波数を補正し
た後、前記推定された搬送波周波数を中心に持つ帯域通
過フィルタにより伝送路上で相加された雑音成分を軽減
した後分岐した一方をクロック再生を行うと共に、該分
岐された他方の信号変調成分を除去して無変調信号とし
た後、入力信号の周波数変動に対してアダプティブな処
理を行うスライディングＤＦＴ手法により周波数領域に
変換し、該周波数領域に変換された無変調信号を用いて
前記雑音成分を軽減されてクロック再生された受信信号
の周波数偏差偏差及び位相を補正した後、ＰＳＫ信号の
復調を行うことにある．（発明の原理）本発明は、ＰＳＫ信号を受信側で一度、受信信号の持つ
搬送波周波数に近い周波数を持つ参照搬送波で準同期検
波を行い、準同期検波によって得られた、受信信号と参
照信号の搬送波周波数の差を持ったＰＳＫ変調信号を、
Ａ／Ｄ変換によってディジタルデータとする。ディジタ
ル値とされた時間領域の受信信号は、ＦＦＴ手法により
その電力スベクトルが求められ、受信ＰＳＫ信号の搬送
波周波数が周波数領域で推定される。時間領域の受信信
号は、推定された周波数を中心周波数に持つ帯域通過フ
ィルタによって、あるいは推定した周波数にて補正し、
低域通過フィルタによって雑音を低減される．雑音を低
減された時間領域の受信信号は変調成分を除去するため
に、例えばＭ逓倍されて無変調信号にされる。ここで、
ＭとはＰＳＫ信号の相数を表し、例えば、２相ＰＳＫ（
ＢＰＳＫ）信号の場合はＭ＝２となる。時間領域の無変
調信号は次にスライディングＤＦＴ手法（以下、ｒＳ−
ＤＦＴＪと称す）によって電力スペクトルが求められ、
搬送波周波数及び位相が推定される。そして、これら推
定された周波数と位相値を用いて、時間領域の準同期検
波信号を補正すればＰＳＫ信号の同期検波がされたこと
になる。

ここで、Ｓ−ＤＦＴ手法とは、通常のＤＦＴ、あるいは
ＦＦＴ手法のようにあるＮポイントからなる入力からブ
ロック毎に一括して周波数領域の信号に変換するもので
はな《、例えば文献（Ｌ．Ｒ．Ｒａｂｉｎｅｒ他”Ｔｈ
ｅｏｒｙ　ａｎｄ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｄ
ｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　，
　Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ　１９７５）に記載され
ているように、入力の各時間領域のサンプル値に対して
ＤＦＴ操作を逐次行うものである。

一般に、ＤＦＴあるいはＦＦＴ手法においては、入力の
観測時間を長《とればとるほど、精度の高い周波数スペ
クトルが得られるが、ポイント数が増えるので演算時間
も長《なってしまう。

それに対し、Ｓ−ＤＦＴ手法を用いれば、遅延無しに周
波数領域への変換が高精度で可能である。

従って、本発明では、時間領域の無変調信号を用いてＳ
−ＤＦＴ手法により周波数領域で搬送波再生を行うこと
によって、低い受信Ｃ／Ｎでしかも、周波数偏差の大き
い場合でも精度のよいＰＳＫ信号の復調を可能としたも
のである。

（実施例）以下図面を用いて本発明を詳細に説明する。

第１図は、本発明によるＰＳＫ信号復調方式のブロック
図である。なお、以下では、入力ＰＳＫ変調信号として
はＭ相ＰＳＫ信号とする。

図において、１００は受信ＰＳＫ信号の人力端子、１は
帯域通過フィルタ（以下、ｒＢＰＦＪと称す）、２．２
’は乗算器、３はπ／２移相器、４は固定周波数発振器
、５．５′は低域通過フィルタ（以下、ｒＬＰＦＪと称
す）、６はＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器、７
は本発明の特徴であるディジタル信号処理型復調器、１
１１は復調データ出力端子、１０１〜１１０はそれぞれ
の信号を示す。

ここで、入力端子１００には次式で表されるＭ相ＰＳＫ
信号が入力される。

Ｓｋ（ｔ）　＝ＪＡｃｏｓ　（（ＩＪ　ｃ’ｔ＋θエ＋
θｏ）−−（ｔ）式（１）は、伝送路上で相加されてい
る雑音は考慮されていない。Ａは振幅レベルを示し、ω
。゛は搬送波角周波数、θ。は初期位相を示し、θうは
ｋ番目の情報ビットに応じた情報位相であり、例えば、
２相ＰＳＫ　（Ｍ＝２）ではＯまたはπ、４相ＰＳＫ　
（Ｍ＝４）ではＯ，π／２，π，３π／２をとる。ここ
で式（１）で表される受信信号の搬送波の角周波数ω。

゛は，送信搬送波の安定度、及び回線中で使用される周
波数変換器、固定発振器などの安定度により送信側にお
ける搬送波周波数ω。とは異なった値を持つ。すなわち
、受信側では（ω。′一ωＣ）の周波数偏差を持つこと
になる。従って、帯域通過フィルタ１は、伝送路で発生
しつる周波数偏差の最大値を考慮してその帯域幅を決定
されなければならない。帯域通過フィルタ１で帯域外の
信号と雑音が除去された信号は、固定発振器４から得ら
れる参照搬送波により準同期検波される。固定発振器４
で発生される参照搬送波１０４（Ｒ．）　、及びπ／２
移相器３から出力される参照搬送波１０３（Ｒ．）は次
のように表される。

Ｒｅ（ｔ）　：１７ＴｃＯｓ　（　（ｘＪ　ｃ　”　ｔ
十〇Ｉ）−−−（２）Ｒ＊（ｔ）　＝Ｊｓｉｎ（　ωｅ
”ｔ＋θ，）・　・・（３）式（２），　（３）でω。

′゛，θ１は固定発振器の持つ角周波数及び初期位相値
を示す。ここで、ω。゛′は送信された角周波数ω。に
近い値を持ち、以下の説明ではω。＝ω。″と仮定する
。

式（１）の受信信号１０１は、式（２）．　（３）で示
される参照搬送波１０３，　１０４で乗積されて、次式
のよう゜な信号１０５，　１０６を得る。

ｅｌ（ｔ）一＝Ｓ，ｌ（ｔ）・Ｒｃ（ｔ）＝　Ａｃｏｓ
｛（ωｃ’−　ωｅ）ｔ＋θ５＋（θ。−θ１）｝＋　
Ａｃｏｓ｛（ω。′＋ω。）ｔ÷θ５＋θ。＋θ１｝θ
５＋θ。＋θ１｝・・（４）ｅｘ（ｔ）　＝Ｓｖ（ｔ’）　　・Ｒ−（ｔ）：−Ａｓ
ｔｎ｛（　（ａＪｃ’−　Ｃｄｃ）ｊ十〇よ＋（θ。一
〇＋））　＋　Ａｓｉｎ｛（ωｅ”　ωｃ）ｔ＋θ５＋
θ。＋０１｝・・・（５）式（４），　　（５）で示される信号は低域フィルタ（
ＬＰＦ）５．５’によって高調波成分が除去されて、次
式のような信号１０７，　１０８を得る。

ｅ＋’（ｔ）　　＝　Ａｃｏｓ（Δωｔ十０５÷Δθ）
−−−（６）ｅｘ’（ｔ）　　＝−Ａｓｉｎ（Δωｔ＋
θ８÷Δθ）　　−　　−　（７）ここで、Δω、Δθ
はそれぞれ、受信信号と参照搬送波の周波数偏差量、位
相差の（ω。゛−ω。），（θ。一０１）を示す。

式（６），　（７）で示される信号はＡ／Ｄ変換器６に
より次式のようなディジタル信号１０９．　１１０とな
る。

Ｘ１　”　ｅ＋’（ｔ．）＝　Ａｃｏｓ（ΔωｔＩ＋θエ÷Δθ）−−−（８）ｙ
Ｉ＝　ｅ２’（ｔｔ）＝−Ａｓｉｎ（Δωｔｌ÷θｋ÷Δθ）　　−　−　（
９）但し、１＋はｉ番目のサンプル時刻を表す。

これらディジタルデータとされた信号は逐次、本発明の
特徴であるディジタル信号処理型復調回路７に入力され
る。

ここで、これら信号は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）ｌを
通過した信号で、受信信号の周波数偏差が大きいことを
想定した場合には、・上記のようにＢＰＦＩの帯域幅を
広く取らねばならない。この場合、これら信号ｘ．，ｙ
．にはＢＰＦＩの帯域幅に相当する雑音を含むことにな
り、受信周波数偏差が大きければ大きいほどＢＰＦＩ出
力信号のＣ／Ｎは悪くなってしまい搬送波再生が困難に
なってしまう。従って、本発明ではこのような回線状態
の悪い場合の受信信号を復調するため、ディジタル信号
処理を用いて周波数領域に変換された信号についての処
理を行い、雑音レベルの軽減を図る手法を用いている。

第２図は、本発明によるディジタル信号処理型復調回路
７の具体的なブロック２図である。第２図の入力端子１
０９，　１１０には式（８）．　（９）で表される信号
Ｘ　＊　＊　Ｖ　ｔが入力される。これらの信号はＦＦ
Ｔ回路、８によって周波数領域の信号に変換される。Ｆ
ＦＴ回路８の出力としては、周波数領域の実数値、虚数
値振幅スペクトルが得られる。周波数推定器９では、こ
れら振幅スペクトルより入力信号の電力スペクトルを求
める。周波数領域では、白色雑音成分は一定の電力レベ
ルを持つのに対し、変調信号成分はその信号が存在する
帯域内においてのみ大きな電力レベルを持つ。従って、
周波数に相関を持つ変調信号と無相関な雑音成分とは、
周波数領域では低い受信Ｃ／Ｎにも関わらず容易に識別
することができる。このようにして、ＦＦＴ手法を用い
て回線状態の悪い場合でも受信信号の中心周波数を比較
的正確に推定することができる。周波数推定器９で推定
された周波数によって、信号Ｘｉ　，ｙ．は時間領域で
１０．　１０’において周波数補正されて中心周波数が
Ｏの信号とされる。このようにほぼベースバンドとされ
た信号は、変調帯域幅と同程度の通過帯域幅を持ったＬ
ＰＦＩＩによって雑音成分を除去される。以上の操作に
よって受信信号のＣ／Ｎは（ＬＰＦＩＩの帯域幅／ＢＰ
ＦＩの帯域幅）だけ改善され、後述の搬送波再生が容易
になる。ここで行うＦＦＴ手法を用いた周波数推定は、
連続モード信号の初期同期の時、あるいはいウたん同期
が確立された後、同期はずれが起きた場合などに限り行
うこととする。

ＬＰＦＩＩ出力信号は、逓倍器１２でＭ逓倍されて式（
　１０）のような無変調信号Ｓ２とされる。

ｓ＊（ｔ＋）　”Ａ”　６−ｊ（’Δωｔｔ＋ＭΔθ’
−−−（１０）この無変調信号が、受信搬送波成分その
ものを表している。逓倍器１２の出力としては、実際に
は式（ｌＯ）の信号に雑音成分も含まれている．無変調
信号とされた信号は、次にスライディングＤＦＴ回路（
以下、ｒＳ−ＤＦＴＪと称す）　１３に入力される．Ｓ
−ＤＦＴ１３とは、時間サンプル毎に逐次入力される信
号に対する周波数領域への変換を行うものである．すな
わち、時間の経過と共に変化する周波数成分を各時間サ
ンプル毎に求めることができるものである。Ｓ−ＤＦＴ
１３の出力としては通常のＤＦＴと同様、ｌサンプル目
からＮサンプル目までのＮ個の時間領域の信号に対する
、最大Ｎ個までの周波数成分が得られる。以降入力され
る１サンプル毎にその時点までに入力されたＮ個の時間
信号に対応した周波数成分が出力される。

第３図は本発明で用いるＳ−ＤＦＴ１３回路の具体的な
ブロック図である。ここでは、．信号は複素信号とする
。第３図において、３０，〜３０，は遅延回路（Ｚ−Ｎ
）で、Ｎは遅延時間サンプル数を、３１．〜３１ｎは加
算器を、３２．〜３２．は乗算器をそれぞれ表す。また
、入力端子１２０．〜１２０，，１には，第２図の周波
数・位相推定器１４より求まる重み係数が与えられる。

このように、ある時間サンプルｉ番目の入力に対し、Ｎ
個までの周波数値を逐次、求めることができる。

第５図は周波数・位相推定器ｌ４の入力信号（Ｓ一ＤＦ
Ｔｌ３の出力）の周波数成分図である。Ｙｏ，ＹＩ，・
・・・　ｙ．．，はＳ−ＤＦＴｌ３の出力信号であり、
無変調信号は第５図に示すように周波数領域で大きなレ
ベルの周波数成分を有している。従って、第４図の最大
値レベル判定部４１では、入力信号Ｙｏ，Ｙ．，・・・
，Ｙ１のうち最も大きいレベルの周波数成分を判定し、
周波数・位相計算部４２は最大値レベル判定部４１で判
定された最大レベルの周波数成分、あるいはその隣接し
た周波数成分により搬送波周波数及び位相を補間計算（
推定）し出力する。次に、補正信号発生部４３は得られ
た搬送波周波数及び位相により受信信号を補正するため
の補正信号を発生する。一方、周波数・位相計算部４２
で推定された搬送波周波数からその周波数ｆ．を中心に
ｍ個の周波数成分を計算すべ《、重み係数決定部４４で
は重み係数Ｗ（０）〜Ｗ（ｍ）が決定され出力される。

もし、受信搬送波周波数がｆ　１＋１にずれた場合には
、今度は周波数ｆ　ｌｌｉ＋を中心にｍ個の周波数成分
を計算するような新たな重み係数Ｗ（０）〜Ｗ（ｍ）を
与えれば良いことになる。すなわち、第４図に示すよう
に、周波数・位相推定器１４の周波数推定結果から、受
信搬送波周波数を中心にｍ個の周波数成分だけを計算す
るように重み係数Ｗ（０）〜Ｗ（ｍ）を与えて、たとえ
無変調信号の周波数がずれても、常にその周波数を中心
としたＮより少ない周波数成分を求めるようにすればよ
い。

このようにして本発明では、注目している周波数近辺の
みの周波数成分に対して演算することによって回路規模
を抑えた構成とすることができる。また、搬送波周波数
の急激な変動に対しても、ｍ△ｆの変動までは常に、追
随することが可能である。さらに、周波数推定における
Ｓ一ＤＦＴ手法において、入力信号の観測時間を充分長
《とることによって、周波数領域における搬送波電力対
雑音電力比の改善を図るととも：乙少ない数の周波数成
分の推定結果を用いてＳ−ＤＦＴｌ３の回路規模の軽減
を図ることも可能である。このように、従来のＰＬＬ搬
送波再生方式のように周波数引き込み範囲が制限される
ことな《、ゆっくりとした周波数変動に対しては引き込
み範囲を非常に広《とることが可能となる。

周波数成分を求めるに際し、ここで得られた無変調信号
の周波数スペクトルは周波数Ｍ△ωに線スペクトルとし
て大きな電力を持っている。これに対し、雑音成分は帯
域内全ての周波数に平均して存在するため、無変調信号
の持つ周波数、位相を推定するためには周波数領域で行
う手法が優れていると言える。Ｓ−ＤＦＴ１３において
は通常のＤＦＴやＦＦＴ手法と同様、入力の時間信号の
観測時間が長ければ長いほど、すなわち、ポイント数が
多ければ多いほど、得られる周波数スペクトルの解像度
が上がるので、精度のよい周波数推定が可能となる。入
力の無変調信号は線スペクトルなので、周波数の解像度
が高いということは周波数の刻み幅が小さいので雑音成
分の電力が少なくなり、相対的に高いレベルの線スペク
トルが得られることになる。従って、回線状態が悪く、
受信Ｃ／Ｎが低い場合でも、受信搬送波成分である無変
調信号を周波数領域上で容易に識別することができる。

ただし、回路の規模はポイント数Ｎに比例して増大し、
通常のＤＦＴやＦＦＴ手法ではその演算時間も大きくな
ってしまう。しかしながら、ここでは帯域内で最大の線
スペクトルを持つ周波数だけが分かればよく、Ｓ−ＤＦ
Ｔ１３は通常のＤＦＴやＦＦＴ手法と異なり、上述の通
りＮ個の成分全てについて演算を行う必要が無いので、
周波数変動が時間連続であれば、周波数・位相推定器ｌ
４による周波数推定の結果を用いて、搬送波周波数近辺
の周波数成分のみを求める演算をすればよく、回路規模
の削減が図れる。

周波数領域で行う搬送波周波数の推定は、低受信Ｃ／Ｎ
においても精度よく行うことができる他に、搬送波周波
数に大きな周波数偏差が存在しても推定が容易であると
いう利点がある．これは、従来の逓倍・分局方式やＰＬ
Ｌ方式による搬送波再生方式では得ることができない特
徴である。しかし、周波数領域で得られた推定値はなお
も、Ｓ−ＤＦＴ１３の解像度Δｆの精度しか持たず、Ｓ
−ＤＦＴ１３による誤差も存在する。従って、推定結果
を用いて周波数と位相の補正を行っても、ごくわずかな
周波数誤差が残ってしまう。そこで、本発明では少ない
サンプル数で得られた周波数領域のデータを補間式を用
いてより精度の高い周波数、位相を求めたり、引き込み
周波数範囲が狭い代わりに追従性のよい、簡単な構成の
ＰＬＬによって、高精度な補正を実現する。

周波数・位相推定器１４で推定された周波数偏差と位相
値は周波数、位相補正器１６に入力される。

ここでは、クロック再生回路ｌ５でクロック成分が再生
された信号に対して周波数、位相補正器ｌ６で周波数偏
差、位相が補正され、ここに搬送波再生がなされたこと
になる。

搬送波再生された信号は、判定器ｌ７で情報ビットデー
タの判定がされて出力端子１１１に復調データが出力さ
れる。

（発明の効果）以上詳細に述べたように、本発明は時間領域のＰＳＫ信
号をＳ−ＤＦＴ１３及び周波数・位相推定器ｌ４により
重み係数をアダブティブに求めて周波数領域の一信号に
変換してＰＳＫ復調するため、受信搬送波周波数の偏差
量が大きく、低Ｃ／Ｎ状態においても短時間で精度よ《
復調することができる。

さらに、本発明ではＳ−ＤＦＴ手法を用いることにより
、逐次入力される時間連続な信号に対して遅延時間なく
復調することが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるＰＳＫ信号復調方式のブロック図
、第２図は本発明によるディジタル信号処理型復調回路の
構成図、第３図は本発明に用いるＳ−ＤＦＴの概略図、第４図は
本発明による周波数・位相推定器の具体的なブロック図
、第５図は周波数・位相推定器ｌ４の入力信号（Ｓ−ＤＦ
Ｔｌ３の出力）の周波数成分図である。１　● ２，４　・５，６　● ７　・８　・ｌＯ・１２・ｌ４● １５・１６・３０．・・帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２′　・・・乗算器、３・・・π／２移相器、・・固定
周波数発振器、５′　・・・低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、・・Ａ／Ｄ
　（アナログ／ディジタル）変換器、・・ディジタル信
号処理型復調器、・・ＦＦＴ回路、　９・・・周波数推定器、・・乗算器
、　　　１ｌ・・・ＬＰＦ．・・逓倍器、　　　ｌ３・
・・Ｓ−ＤＦＴ、・・周波数・位相推定器、・・クロシク再生器、・・周波数、位相補正器、ｌ７・・・判定器、〜３０ｎ
　・・・遅延回路（Ｚ一”》、３１．〜３１．・・・加
算器、３２．〜３２，・・・乗算器、４ｌ・・・最大値レベル判定部、４２・・・周波数・位相計算部，４３・・・補正信号発生部、４４・・・重み係数発生部、１００　・・・受信ＰＳＫ信号の入力端子、１０１〜１
１０・・・信号、Ｉ’ｌｌ　・・・復調データ出力端子、ｌ２０．〜｝２
０．・・・入力端子

Claims

【特許請求の範囲】

（１）位相変調されているＰＳＫ受信信号を準同期検波
した後、所定の周期でサンプリングしてディジタル値に
変換されたＰＳＫ信号をディジタル信号処理により復調
するＰＳＫ信号復調方式において、前記ディジタル化されているＰＳＫ信号を分岐して分岐
されたＰＳＫ信号の一方をＦＦＴにより時間領域の信号
を周波数領域の信号に変換してその電力スペクトルを求
め、得られた電力スペクトルより受信信号の搬送波周波数を
推定し、推定された搬送波周波数を用いて前記分岐された他方の
時間領域のＰＳＫ信号の周波数を補正した後、前記推定された搬送波周波数を中心に持つ帯域通過フィ
ルタにより伝送路上で相加された雑音成分を軽減した後
分岐した一方をクロック再生を行うと共に、分岐された他方の時間領域の信号の変調成分を除去して
無変調信号とした後、周波数領域の信号に変換し、周波数領域に変換された無変調信号を用いて前記雑音成
分を軽減されてクロック再生された受信信号の周波数偏
差及び位相を補正した後、ＰＳＫ信号の復調を行うことを特徴とするＰＳＫ信号復調方式。
（２）前記時間領域の無変調信号を周波数領域に変換す
るに際して、入力の周波数変動又は偏差に対してアダプ
ティックな処理を行うことにより高精度な領域変換を行
うスライディングＤＦＴ手法を用いることを特徴とする
請求項１に記載のＰＳＫ信号復調方式。