JPH03205939A - 搬送波再生方式およびディジタル位相復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は搬送波再生方式およびデイジタル位相復調装置
に関し、特に移動通信システムにおける搬送波再生方式
およびこの搬送波再生方式で再生した搬送波位相を用い
てデイジタル位相変調信号を復調するディジタル位相復
調装置に関する。

〔従来の技術〕

ディジタル位相変調信号を復調するデイジタル位相復調
装置として、同期検波によるものと、遅延検波によるも
のとがある。

同期検波によるディジタル位相復調装置は、受信信号か
ら搬送波位相を再生し、再生した搬送波位相を有する基
準搬送波信号を生成し、この基準搬送波信号を用いて受
信信号を同期検波する。

搬送波位相の再生には、コスタス（Ｃｏｓｔａｓ）ルー
プ等の位相同期ループ（ｐｈａｓｅ　ｌｏｃｋ　ｌｏｏ
ｐ；ＰＬＬ）を含む方式がよく用いられている（例えば
Ｆ．ＭＧａｒｄｎｅｒ，　”Ｐｈａｓｅｌｏｃｋ　Ｔｅ
ｃｈｎｉｑｕｅｓ”（１９７９）ＪｏｈｎＷｉｌｅｙ　
＆　Ｓｏｎｓ　（米）Ｐ．２１７）　．低い搬送波電力
対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）での位相ジツタによる誤り率の
劣化の防止のために、ＰＬＬループのループ雑音帯域幅
を変調速度の１７５０〜１／２００に十分狭くする・必
要がある。

ＰＬＬループを含む搬送波位相再生方式は、受信信号が
最初に入力してからループが定常状態になるまでの捕捉
時間が長いので、信号をバースト状に伝送するＴＤＭＡ
システムや瞬断がしばしば発生する移動通信システムに
は適しない。

受信信号を非直線操作して搬送波成分を抽出し、抽出し
た搬送波成分の位相を時間的に平均して搬送波位相を再
生するオープンループの方式も知られている。この方式
では捕捉時間は短＜、シかも、入力位相条件にかかわら
ず一定値になる。しかし、位相平均時間を十分長くする
、いいかえれば、位相平均操作をするフィルタの帯域幅
を十分狭くする必要があることはＰＬＬループを含む゛
方式におけると同じである。このオープンループの搬送
波位相再生方式の動作について、工一●ジェー●ビタビ
（Ａ．Ｊ．Ｙ１ｔｅｒｂ１）等が詳細に解析している（
Ａ．ＪＪＩｔｅｒｂ１，Ａ．Ｍ．ｖ１ｔｅｒｂ１，“Ｎ
ｏｎｌｉｎｅａｒ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｏｆ　ＰＳ
Ｋ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｃａｒ−ｒｉｅｒ　　Ｐｈａ
ｓｅ　　ｗｉｔｈ　　Ａｐｐｌｉｃａｔｌｏｎ　　ｔｏ
　　Ｂｕｒｓｔ　　ＤｉｇｉｔａｌＴｒａｎｓｍｌｓｓ
１ｏｎ″　ＩＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　　
ｏｎ　　Ｉｎｆｏｒｍａｔｌｏｎ　　Ｔｈｅｏｒｙ，Ｉ
Ｔ−２９［５］（１９８：ｔ−７）（米）Ｐ．５４３−
５５１）　　。

ところで、地上移動通信システムや衛星移動通信システ
ムでは、移動体の動きに伴い、地形あるいは建築物など
からの多重反射によって多重伝搬フェージングが生じる
。

このフェージングを受けた信号の振幅位相分布が直接波
と反射波との合成信号の振幅位相分布であるライス（Ｒ
ａｃｅ）モデル（例えばＭ　．ＳｃｈｗａｒｔｚＪ．Ｒ
Ｂｅｎｎｅｔ．Ｓ．Ｓｔｅｉｎ，　　”Ｃｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍｓ　ａｎｄＴｅｃｈｎ　Ｉ
ｑｕｅｓ”（１９８Ｂ）　ＭｃＧｒａｖ−［１１１（米
）Ｐ．３７２）で近似されることから、この多重伝搬フ
ェージングはライスフェージングといわれている。

このフェージングによるスペクトルの広がり、すなわち
、フェージングピッチは使用される搬送波周波数と移動
体の移動速度とによって決まる。

たとえば、搬送波周波性を１．５ＧＨｚ１移動体の速度
を最大１２０ｋｍ／ｈとすると、フェージングピソチは
最大２００Ｈｚ程度になる。一方、音声信号を高能率符
号化し、更に誤り訂正符号化した上で伝送するとし、変
調に４相ＰＳＫを用いるとすると、変調速度は、例えば
、３．２ｋボーとなる。この場合、搬送波位相再生方式
におけるＰＬＬループの帯域幅あるいは位相平均操作の
ためのフィルタの帯域幅を、上述したように、変調速度
の１７５０〜１／２００にすると、帯域幅は６４〜１８
Ｈｚとなり、フェージングピッチの最大値よりかなり小
さくなる。従って、再生された搬送位相はフェージング
を受けた受信搬送波の位相に追従できない。その結果と
して、受信搬送波がフェージングにより受けた高速の位
相変動は再生された搬送波位相の位相誤差として現れる
。従って、この再生された搬送波位相を基準にして受信
信号を復調すれば誤り率の劣化を招く。

一方、フェージング環境に比較的適していると言われて
いる遅延検波によるディジタル位相復調装置は、元来、
誤り率が同期検波のディジタル位相復調装置と比較して
２〜３ｄＢ劣っている上に、１シンボル周期内で位相変
化が見られるようなフェージングによる高速の位相変動
が存在する状況下では、更にある程度の誤り率の劣化は
免れ得ない。直接搬送波電力対反射波電力比（Ｃ／Ｍ）
が７〜１０ｄＢになり、フェージングビ，ソチが前述し
たように変調速度の１／１６程度になる、運用上考えら
れる最悪のフェージング環境下では、遅延検波によって
も同期検波によっても、誤り率の劣化量はほぼ等しくな
る。

〔発明が解決しようとする課題〕

以上説明したように従来のデイジタル位相復調装置は、
ライスフェージング環境下で生じる変調速度に対して無
視できない比較的高速の位相変動に対して何等の補償対
策も施していない。

従って、本発明の目的は、高速位相変動に対する追従性
を向上した搬送波再生方式を提供することにある。

本発明の他の目的は、移動体通信システム番こ適するデ
ィジタル位相復調装置を提供することにある。

本発明の更に他の目的は、デイジタノレ演算番こより信
号処理ができ容易にＩＣ化ができる搬送波再生方式およ
びディジタル位相復調装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の搬送波再生方式は、ディジタル位相変調された
受信信号を非直線操作して抽出した搬送波成分をあらか
じめ定めた第１の時間位相平均化操作する第１の搬送波
再生手段と、前記受信信号を非直線操作して抽出した搬
送波成分を前記第１の時間より短くあらかじめ定めた第
２の時間位相平均化操作する第２の搬送波再生手段と、
前記第１の搬送波再生手段が位相平均化操作して得た信
号の位相を基準とした前記第２の搬送波再生手段が位相
平均化操作して得た信号の位相の偏差を求めこの偏差を
変動範囲を限定した上で前記第１の搬送波再生手段が位
相平均化操作して得た信号の位相に加算する位相合成手
段とを備えている。

前記第１および第２の搬送波再生手段のうち少くとも一
方は、前記受信信号の２つの直交成分のサンプルデータ
列である入力信号を前記受信信号の変調相数だけ周波数
逓倍する非線形操作手段を有し、前記第１の搬送波再生
手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信号
と等価な信号を前記第１の時間位相平均化操作する第１
のディジタルフィルタを有し、前記第２の搬送波再生手
段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信号と
等価な信号を前記第２の時間位相平均化操作する第２の
ディジタルフィルタを有し、前記第１の搬送波再生手段
および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記第
１のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する第
１の位相算出手段を有し、前記第２の搬送波再生手段お
よび前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記第２
のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する第２
の位相算出手段を有し、前記位相合成手段は、前記第１
の位相算出手段からの位相を前記受信信号の変調相数で
除算する第１の分周手段と、前記第１の位相算出手段か
らの位相の１サンプル周期での変化量およびこの変化量
の符号に基づき前記第１の分周手段からの位相を±πの
範囲に拡張する象限補正手段と、前記第２の位相算出手
段からの位相から前記第１の位相算出手段からの位相を
減算する減算回路と、この減算回路の位相を前・記受信
信号の変調相数で除算する第２の分周手段と、この第２
の分周手段からの位相を前記象限補正手段からの位相に
加算する加算手段とを有して構成されていてもよい。

前記非線形操作手段は、前記入力信号の振幅および位相
のうち振幅をそのまま保ち位相を前記受信信号の変調相
数だけ倍して出力する累乗回路であってもよい。

前記第１のディジタルフィルタは、前記第１の時間に対
応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しくした
第１の有限長インパルス応答フィルタであってもよい。

前記第２のディジタルフィルタは、前記第２の時間に対
応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しくした
第２の有限長インパルス応答フィルタであってよい。

本発明のディジタル位相復調装置は、ディジタル位相変
調された受信信号を非直線操作して抽出した搬送波成分
をあらかじめ定めた第１の時間位相平均化操作する第１
の搬送波再生手段と、前記受信信号を非直線操作して抽
出した搬送波成分を前記第１の時間より短くあらかじめ
定めた第２の時間位相平均化操作する第２の搬送波再生
手段と、前記第１の搬送波再生手段が位相平均化操作し
て得た信号の位相を基準とした前記第２の搬送波再生手
段が位相平均化操作して得た信号の位相の偏差を求めこ
の偏差を変動範囲を限定した上で前記第１の搬送波再生
手段が位相平均化操作して得た信号の位相に加算する位
相合成手段と、前記第１および第２の搬送波再生手段に
前記受信信号を人力してから前記位相合成手段が再生し
た位相を出力するまでの応答時間だけ前記受信信号を遅
延させる第１の遅延手段と、この第１の遅延手段からの
信号に前記位相合成手段からの位相で位相回転を与える
第１の位相回転手段とを備えている。

また、本発明のディジタル位相復調装置は、複素平面上
で誤り率が最低になる判定領域を設定し前記第１の位相
回転手段からの信号を対応する前記判定領域の基準信号
に変換する判定手段と、この判定手段からの前記基準信
号で前記第１の遅延手段からの信号を逆変調して得た搬
送波成分を前記第２の時間と同程度にあらかじめ定めた
第３の時間位相平均化操作する第３の搬送波再生手段と
をさらに有して構成されていてもよい。

前記第３の搬送波再生手段は、前記判定手段からの前記
基準信号で前記第１の遅延手段からの信号を逆変調する
逆変調手段と、この逆変調手段からの信号を前記第３の
時間位相平均化操作する第３のディジタルフィルタとを
有して構成されていてもよい。

前記第３のディジタルフィルタは、前記第３の時間に対
応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しくした
第３の有限長インパルス応答フィルタであってもよい。

前記第１および第２の搬送波再生手段のうち少くとも一
方は、前記受信信号の２つの直交成分のサンプルデータ
列である入力信号を前記受信信号の変調相数だけ周波数
逓倍する非線形操作手段を有し、前記第１の搬送波再生
手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信号
と等価な信号を前記第１の時間位相平均化操作する第１
のディジタルフィルタを有し、前記第２の搬送波再生手
段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信号と
等価な信号を前記第２の時間位相平均化操作する第２の
ディジタルフィルタを有し、前記第１の搬送波再生手段
および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記第
１のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する第
１の位相算出手段を有し、前記第２の搬送波再生手段お
よび前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記第２
のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する第２
の位相算出手段を有し、前記位相合成手段は、前記第１
の位相算出手段からの位相を前記受信信号の変調相数で
除算する第１の分周手段と、前記第１の位相算出手段か
らの位相の１サンプル周期での変化量およびこの変化量
の符号に基づき前記第１の分周手段からの位相を±πの
範囲に拡張する象限補正手段と、前記第２の位相算出手
段からの位相から前記第１の位相算出手段からの位相を
減算する減算回路と、この減算回路の位相を前記受信信
号の変調相数で除算する第２の分周手段と、この第２の
分周手段からの位相を前記象限補正手段からの位相に加
算する加算手段とを有し、前記第１の位相回転手段は、
前記位相合成手段からの位相をこの位相に等しい位相の
信号に変換する極●直交信号変換手段と、この極●直交
信号変換手段からの信号と前記第１の遅延手段からの信
号とを複素乗算する第１の乗算手段とを有して構成され
ていてもよい。

また、本発明のディジタル位相復調装置は、前記第３の
搬送波再生手段に前記判定手段からの前記基準信号およ
び前記第１の遅延手段かの信号を入力してから位相平均
化操作が完了するまでの応答時間だけ前記第１の遅延手
段からの信号を遅延させる第２の遅延手段と、この第２
の遅延手．段からの信号に前記第３の搬出波再生手段か
らの信号の位相で位相回転を与える第２の位相回転手段
とをさらに有して構成されていてもよい。

前記第２の位相回転手段は、前記第２の遅延手段からの
信号と前記第３の搬送波再生手段からの信号とを複素乗
算する第２の乗算手段であってもよい。

〔実施例〕

第１図を参照すると、本発明の搬送波再生方式を用いた
ディジタル位相復調装置は、第１の搬送波再生部１０と
、第２の搬送波再生部２０と、位相合成部３０と、遅延
回路４０と、位相回転部５０とから構成されている。第
１図において、第１および第２の搬送波再生部１０．２
０と位相，合成部３０とが本発明の搬送波再生方式を構
成している。

直交信号（または複素信号）である受信信号は入力信号
線１から供給され、遅延回路４０を経て信号線２によっ
て位相回転部５０に加えられ、直交信号の復調信号とし
て出力信号線６から出力される。第１および第２の搬送
波再生部１０．２０は実数信号の信号線３，４によって
出力を位相合成部３０に送り、その出力が実数信号の信
号線５によって位相回転部５０に供給される。第２図以
降においても同様に、２重線の信号線は直交信号の経路
を示し、単線の信号線は実数信号の経路を示す。

第１図に示すディジタル位相復調装置において、第１の
搬送波再生部１０は、ライスフェージング環境下で伝送
されたディジタル位相変調信号の受信信号を入力信号線
１から受け、この受信信号から搬送波成分を抽出し、抽
出した搬送波成分を位相平均化操作する。この位相平均
化操作は狭帯域のフィルタリングにより行う。このフィ
ルタリングの帯域幅は、従来の搬送波再生方式における
ＰＬＬループの雑音帯域幅と同程度に、受信信号の変調
速度の１／５０から１／２００程度に設定する。このフ
ィルタリングにより、抽出した搬送波成分のＣ／Ｎが改
善され、搬送波成分の位相スリップ率も非常に小さくな
る。このフィルタリングにより比較的長時間の位相平均
化操作が行われるので、抽出した搬送波成分の雑音によ
る位相ジッタは十分小さくなるが、同時に、フェージン
グに起因する搬送波成分の高速の位相変動まで平均化さ
れてしまう。従って、フィルタリングされた搬送波成分
の位相はフェージングによる高速の位相変動に追従でき
ない。

一方、第２の搬送波再生部２０も、入力信号線１から供
給される受信信号から搬送波成分を抽出し、位相平均化
操作する。この位相平均化操作は広帯域のフィルタリン
グにより行う。このフィルタリングの帯域幅は、フェー
ジングピッチの最大値と同程度、あるいはそれよりやや
広い値に設定する。このフィルタリングにより比較的短
時間の位相平均化操作が行われるので、フィルタリング
された搬送波成分の位相はフェージングによる高速の位
相変動に追従するが、搬送波成分の雑音による位相ジッ
タは比較的大きい。

位相合成部３０は、第１の搬送波再生部１０で位相平均
化操作された搬送波成分の位相を基準とした、第２の搬
送波再生部２０で位相平均化操作された搬送波成分の位
相の偏差を求め、求めた偏差を変動範囲を限定した上で
第１の搬送波再生部１０で位相平均化操作された搬送波
成分の位相に加算する。上述した偏差は、雑音やフエー
ジングによる位相変動を十分に除去した搬送波位相を基
準とした、第２の搬送波再生部２０で位相平均化操作さ
れた搬送波成分の位相の偏差である。従って、この偏差
には、フェージングによる高速の位相変動の他、雑音に
よる比較的大きい位相ジツタも含んでいる。偏差の変動
範囲の限定により、雑音による位相ジッタに起因する位
相スリ・ソプを防止することができる。従って、位相合
成部３０が出力する位相は、限定した位相変動範囲内で
、フェージングによる位相変動に追従でき、位相スリッ
プ率は十分に小さい。ここで重要なのは、偏差を求めて
からその変動範囲を限定していることである。搬送波再
生部２０で位相平均化操作した搬送波成分を直接操作し
て位相スリ，ソプを防止することはできない。

遅延回路４０は、第１および第２の搬送波再生部１０お
よび２０に受信信号が入力されて力）ら位相合成部３０
で位相再生が行なわれるまでの応答時間分だけ受信信号
を遅延させる。位相回転部５０は、位相合成部３０の出
力位相によって遅延回路４０からの信号に位相回転を与
える。位相回転部５０の出力が復調信号となる。

第２図から第５図を参照して、第１図番こ示すディジタ
ル位相復調装置について更に詳細番と説明する。

第２図を参照すると、第１の搬送波再生部１０は、Ｍ乗
操作器１１と、Ｆ　Ｉ　Ｒ（ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌ
ｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ１２と、逆正接操作器
１３とから構成されている。

Ｍ乗操作器１１に入力する信号は、Ｍ相位相変調されて
いる受信信号の２つの直交成分をビ，ットタイミングで
サンプリングし数値化したサンプ１ノングデー夕列であ
る。Ｍ乗操作器ｌ１は、入力した信号を受信信号の変調
相数Ｍだけ周波数逓倍して入力信号の変調を除去する。

入力信号ｓｔ（ｎ）をＳ　ｔ（ｎ）＝　Ｉ　ｔ（ｎ）＋
　ｊ　Ｑ　ｔ（ｎ）＝　ｌ　Ｓｔ（ｎ）ｌ　ｅＸ１）　
　｛ｊθｔ（ｎ））　　　（１）とすると、Ｍ乗操作器
１１の出力信号Ｓｚ（ｎ）はＳ２（ｎ）＝　Ｉ　Ｓｔ（
ｎ）Ｉ　ｅＸｐ　｛ｊＭθ．（ｎ））＝　Ｉ　ａ（ｎ）
＋　ｊ　Ｑ　２（ｎ）　　　　　　　　（２）となる。

すなわち、Ｍ乗操作器１１は、入力信号の振幅をそのま
ま保ち、位相だけをＭ倍して出力する。通常の周波数逓
倍操作では入力信号の振幅のＭ乗が出力信号の振幅にな
る。上５述したようにＭ乗操作器１１の周波数逓倍操作
において出力信号の振幅を入力信号の振幅と同じにする
のは、非線形損失を最小に抑えるためである。このこと
については、前述したエー●ジエー●ビタビ（Ａ．Ｊ．
Ｖｉｔｅｒｂｔ）等の論文に詳細に解析されている。

ＦＩＲフィルタ１２は、Ｍ乗操作器１１の出力信号Ｓ２
（ｎ）である搬送波成分のＣ／Ｎを改善して位相スリッ
プ率を抑える狭帯域の搬送波フィルタである。ＦＩＲフ
ィルタ１２をトランスノくーサルフィルタによって構成
する．ＦＩＲフィルタ１２のタップ数をＮ１ｓタップ係
数をＣ（ｉ）（　ｉ＝　−　　（Ｎ　１　　１　）／　
２〜（Ｎ．−１）／２）とすると、ＦＩＲフィルター２
の出力信号Ｓ３（ｎ）は ｎ◆（Ｎｌｌｌ７２ Ｓ３（ｎ）＝　　　　Σ　　　　　　Ｃ　（ｎ−ｋ）Ｓ
　２（ｎ）　　（３）ｋ＝ｎ−（Ｎｌ−１１／２ となる。このとき、受信信号の変調周期をＴ１，として
、ＦＩＲフィルタ１２の帯域幅は１／（Ｎ．Ｔｂ）であ
るから、タップ数Ｎ１を５０から２００に設定すること
により、ＦＩＲフィルタ１２の帯域幅を受信信号の変調
速度１／Ｔｂの１／５０から１／２００に設定する。ま
た、すべてのタップ係数Ｃ（ｉ）を１７Ｎ１に設定する
ことにより、理想的な位相平均化操作ができる。このよ
うに、ＦＩＲフィルタ１２のインパルス応答を矩形にす
ることにより、演算負荷も小さくできる。

逆正接操作器１３は、ＦＩＲフィルタ１２の出力信号Ｓ
３（ｎ）をその位相θ．，（ｎ）に変換して信号線３に
出力する。

第３図を参照すると、第２の搬送波再生部２０は、Ｍ乗
操作器２１とＦＩＲフィルタ２２と、遅延回路２３と、
逆正接操作器２４とから構成されている。

Ｍ乗操作器２１は、Ｍ乗操作器１１と同じ動作をして、
入力信号Ｓｔ（ｎ）から搬送波成分Ｓ２（ｎ）を抽出す
る。従って、Ｍ乗操作器■１および２１のうち一方の出
力信号をＦＩＲフィルタ１２および２２に入力し、他方
を省略することもできる。

ＦＩＲフィルタ２２は、搬送波成分である信号ｓ２（ｎ
）のＣ／Ｎを改善し、かつ、フェージングによる位相変
動には追従する広帯域の搬送波フィルタである。ＦＩＲ
フィルタ２２もトランスバーサルフィルタによって構成
する。ＦＩＲフィルタ２２のタップ数をＮ２として、Ｆ
工Ｒフィルタ２２の帯域幅１／　（Ｎ２　Ｔ．）がフェ
ージングピッチの最大値と同程度、あるいはそれよりや
や広い値になるようにタップ数Ｎ２を設定する。例えば
、フェージングピッチの最大値が受信信号の変調速度１
／Ｔｂの１／１６程度であれば、タップ数Ｎ２を１６程
度あるいは１６よりやや小さい数に設定する。ＦＩＲフ
ィルタ２２のインパルス応？も、ＦＩＲフィルタ１２の
場合と同じ理由で、矩形にする。この場合、各タップ係
数を１７Ｎ２にする。

ＦＩＲフィルタ２２の出力信号Ｓ４（ｎ）は、遅延回路
２３を通り、逆正接操作器２４に入力する。逆正接操作
器２４は、入力した信号Ｓ４（ｎ）をその位相θｗ（ｎ
）に変換して信号線４に出力する。

逆正接操作器１３．２４が同じタイミングで位相θイ（
ｎ），θ，（ｎ）を出力するように、遅延回路２３はＦ
ＩＲフィルタ１２とＦＩＲフィルタ２２との応答時間差
（Ｎｓ　−Ｎ２　）Ｔｂ　／２を補償する。

第４図を参照すると、位相合成部３０はＭ分周器３１と
、象限補正回路３２と、減算器３３と、Ｍ分周器３４と
、加算器３５とから構成されている。

Ｍ分周器３１は、信号線３を経て入力した逆正接操作器
１３からの位相θ。（ｎ）を受信信号の変調相数Ｍで除
算する。除算結果は±π／Ｍの範囲に限定されている。

象限補正回路３２は、Ｍ分周器３１に入力した位相θ■
（ｎ）と１シンボル前の位相？ｎ（ｎ　　１）との変化
量を見ることにより位相θ，，（ｎ）の回転方向を知り
、この回転方向に基づいてＭ分周器３１からの位相θ．
（ｎ）／Ｍを±πの範−に拡張する。この位相範囲の拡
張を式で示すと次のようになる。

θ，ｔ（ｎ）　：ｍＯ　ｄ　｛θ，，（ｎ）／　Ｍ　＋
２　ｙｒ　ｉ　（ｎ）／Ｍ，２π｝（４） ここで０７■（ｎ）は象限補正回路３２が範囲を拡大し
て出力する位相であり、１θ。（ｎ）一ｏｎ（ｎ−１）
　Ｉ〉πであればｉ　（ｎ）はｍｏ　ｄ　｛　ｉ　（ｎ
−１）−ｓ　ｉ　ｇ　ｎ〔θｎ（ｎ）一θ，，（ｎ−１
），１〕，Ｍ｝、そうでなければｉ　（ｎ）はｉ　（ｎ
−１）である。なお、ｓ１ｇｎ〔●，１〕は●が正であ
れば＋１，負であれば−１の値をとる関数である。

減算器３３は、信号線４を経て入力した逆正接操作器２
４の出力位相θｗ（ｎ）から逆正接操作器１３の出力位
相θｎ（ｎ）を減算することにより、位相θｎ（ｎ）を
基準とした位相θｗ（ｎ）の偏差を出力する。Ｍ分周器
３４は減算器３３が出力した偏差を変調相数Ｍで除算す
る。除算結果は±π／Ｍの範？に限定されているが、位
相スリ・ソプを防止するため、Ｍ分周器３４の出力位相
を±πの範囲に拡張することは行わない。

加算器３５は、象限補正回路３４からの位相θｒｔ（ｎ
）とＭ分周器３４からの位相とを加算する。加算結果θ
１。（ｎ）は θ，２（ｎ）　＝ｍｏ　ｄ　｛θｒｔ（ｎ）　＋ｍｏ　
ｄ　Ｃθｗ（ｎ）一〇．，（ｎ），　２π］／Ｍ，２π
｝（５）となる。位相θ７。（ｎ）は入力信号Ｓ．（ｎ
）から再生した搬送波位相であり、信号線５に出力され
る。

第５図を参照すると、位相回転部５０は、極●直交変換
回路５１と、複素乗算器５２とから構成されている。

極●直交変換回路５１は、加算器３５からの再生搬送波
位相θ１。（ｎ）の位相をもつ、直交信号の形の基準搬
送波信号ｓ，２（ｎ）を生成する。複素乗算器５２は、
遅延回路４０から信号線２を介して供給される信号Ｓ．
（ｎ）と基準搬送波信号Ｓ７■（ｎ）とを複素乗算し、
直交信号の形で復調信号Ｓ５（ｎ）を出力信号線６に出
力する。入力信号Ｓ，（ｎ）が搬送波再生部１０および
２０に入力してから極●直交変換回路５１が基準搬送波
信号Ｓｒｚ（ｎ）を出力するまでの応答時間はＦＩＲフ
ィルタｌ２の応答時間（Ｎ．−　１）Ｔｂ／２と実質的
に等しいから、信号Ｓｔ（ｎ）と基準搬送波信号Ｓ　ｒ
ｇ（ｎ）とが同じタイミングで複素乗算器５２に入力す
るように、遅延回路４０は入力信号Ｓｓ（ｎ）を時間（
Ｎｌ−１）Ｔｂ／２だけ遅延させる。

なわ、逆正接操作器１３．２４は位相合成部３０内に配
置されていてもよい。

第６図を参照すると、本発明の第２の実施例であるディ
ジタル位相復調装置は、第１図に示すディジタル位相復
調装置と、判定回路６０と、搬送波再生部７０と、遅延
回路８０と、位相回転部９０とから構成されている。

第６図に示すディジタル位相復調装置において、判定回
路６０は、複素平面上で誤り率が最低となる判定領域を
設定し、位相回転部５０からの復調信号８５（＋１）の
複素平面上の信号点がどの判定領域に含まれるかを判定
し、復調信号Ｓｓ（ｎ）を対応する判定領域の基準信号
に変換して信号線７に出力する。変調相数Ｍ＝４の場合
を例にとると、判定回路６０は、第７図に図示するよう
に、復調信号の複素平面上での４つの基準信号点（それ
ぞれを黒丸で図示した）に対応して４つの判定領域を設
定し、復調信号Ｓ５（ｎ）の信号点が例えばノ＼・ソチ
ングを施した判定領域内にあれば、送信された直交信号
Ｉ　（ｎ）　＋　ｊ　Ｑ（ｎ）は４つの直交信号±０．
７０７±ｊ０．７０７の中で最も送信された可能性のあ
る０．７０７＋ｊ０．７０７であると判定し、基準信号
ｏ．　７ｏ７＋ｊｏ．７０７を出力する。この場合、復
調信号Ｓ＋ｓ（ｎ）の実数成分および虚数威分の符号か
ら信号点がどの判定領域に含まれるかがわかるので、判
定回路８０を２つの比較器によって構成できる。変調相
数Ｍ＝８の場合は、第８図に図示するように、判定領域
は８つになる。復調信号Ｓａ（ｎ）が例えばノ１ツチン
グを施した判定領域内にあれば、出力される基準信号は
０．９２４＋ｊ０．３８３となる。この場合、判定回路
６０は、復調信号Ｓ５（ｎ）の位相を算出し、算出した
位相から信号点がどの判定領域に含まれるか判定する。

第９図を参照すると、搬送波再生部７０は、逆変調器７
１と、ＦＩＲフィルタ７２と、逆正接操作器７３とから
構成されている。

逆変調器７１は、判定回路６０から信号線７を介して送
られた基準信号で遅延回路４０から信号線２を介して送
られた信号ｓｔ（ｎ）を逆変調し、搬送波成分を抽出す
る。この逆変調は、基準信号の共役複素信号と信号Ｓ１
（ｎ）との複素乗算によって行われる。

ＦＩＲフィルタ７２は、逆変調器７１からの搬送波成分
のＣ／Ｎを改善し、かつ、フエージングによる位相変動
には追従する広帯域の搬送波フィルタである。ＦＩＲフ
ィルタ７２の帯域幅はＦＩＲフィルタ２２の帯域幅と同
程度に設定する。従って、ＦＩＲフィルタ７２はＦＩＲ
フィルタ２２と同じ構成であってもよい。

逆正接操作器７３は、逆変調回路７１により抽出されＦ
ＩＲフィルタ７２により位相平均化操作された搬送波成
分をその位相に変換して出力する。

第６図を再び参照すると、位相回転部９０は、位相回転
部５０と同じ構成であり、搬送波再生部７０の出力位相
によって遅延回路４０および８０を通って信号線８を経
て送られた信号Ｓｔ（ｎ）に位相回転を与える。位相回
転部９０の出力信号線１６から復調信号が出力される。

遅延回路８０はＦＩＲフィルタ７２による搬送波成分の
遅延時間だけ遅延回路４０の出力信号を遅延させるのに
用いられている。ＦＩＲフィルタ７２のタップ数をＮ３
とすれば遅延時間は（Ｎ３−１）Ｔ．／２である。なお
、搬送波再生部７０の逆正接操作器７３および位相回転
部９０の極●直交変換回路（図示せず）は、ＦＩＲフィ
ルタ７２の出力信号の振幅を一定にするために用いられ
ている。従って、これら２つの回路をリミッタ回路で置
換えることもできる。

ところで、位相合成部３０は、雑音による位相スリップ
を防止するため、第２の搬送波再生部？０で得た再生搬
送波位相θｗ（ｎ）の高速の位相変動の範囲を±π／Ｍ
に限定している。そのため、フェージングによる高速の
位相変動が±π／Ｍの範囲を超えると、位相合成Ｎ３０
が出力する再生搬送波位相θｒ２（ｎ）に一時的な位相
ジャンプが生じる。この位相ジャンプを含む再生搬送波
位相θ，２（ｎ）をもとに入力信号Ｓｔ（ｎ）を復調し
判定して得た基準信号には誤りが生じる。運用上考えら
れる最悪のフェージング環境下でＣ／Ｍは７から１０ｄ
Ｂであり、この場合でも基準信号の誤りは相当小さいが
まったく無視できるほどに小さくはない。逆変調器７１
は誤りを含む基準信号で入力信号Ｓ■（ｎ）を逆変調す
るので、得られる搬送波成分に位相ジャンプを含んでい
る。しかし、ＦＩＲフィルタ７２による位相平均化操作
は雑音による位相ジッタを改善すると同時に位相ジャン
プの平滑化をも行うので、搬送波再生部７ｏが出力する
再生搬送波位相における、位相合成部３０で生じた位相
ジャンプの影響は軽減される。一方、搬送波再生部７０
では、位相合成部３ｏで行ったような高速の位相変動の
範囲の限定は行わないので、フェージングによる高速の
位相変動が±π／Ｍを超えても位相ジャンプは生じない
。従って、位相回転部９０が出力する復調信号の誤り率
は、位相回転部５０の出力信号線６に得られる復調信号
、いいかえれば、第１図に示すディジタル位相復調装置
の出力信号の誤り率と比較して、若干改善されている。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明では、受信信号を非線形操作
して得た搬送波成分を比較的長時間位相平均化操作して
再生搬送波位相を得る第１の搬送波再生手段と、受信信
号を非線形操作して得た搬送波成分を比較的短時間位相
平均化操作して再生搬送波位相を得る第２の搬送波再生
手段と、第１の搬送波再生手段で得た再生搬送波位相を
基準とした第２の搬送波再生手段で得た再生搬送波位相
の偏差を変動範囲を限定した上で第１の搬送波再生手段
で得た再生搬送波位相に加算する位相合成手段とを備え
ることにより、再生搬送位相の位相スリップ率を抑える
と共に、高速の位相変動に対する追従性を高めることが
できる。このようにして得た再生搬送位相を用いてディ
ジタル位相変調された受信信号を同期検波することによ
り、フェージング環境下では従来不利とされていた同期
検波の移動体通信システムへの適応性が向上する。

また、位相合成手段が出力した再生搬送位相を用いて受
信信号を復調して判定し、判定結果で受信信号を逆変調
して得た搬送波成分を第２の搬送波再生手段におけると
同程度の時間位相平均化操作することにより得た再生搬
送波位相を用いて受信信号を同期検波すれば、誤り率を
更に改善できる。

更に、本発明における各部の信号処理にはディジタル的
演算が用いられるから、ＩＣとして供給されているディ
ジタル信号処理プロセッサ（ｄｉｇｉｔａｌ　ｓ１ｇｎ
ａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ；ＤＳＰ）を組合せて本発明
を実現することができ、調整を要せず取扱が容易で小型
のディジタル位相復調装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例であるディジタル位相復
調装置を示すブロック図、第２図は第１図における搬送
波再生部１０の詳細を示すブロック図、第３図は第１図
における搬送波再生部２０の詳細を示すブロック図、第
４図は第１図における位相合成部３０の詳細を示すブロ
ック図、第５図は第１図における位相回転部５０の詳細
を示すブロック図、第６図は本発明の第２の実施例であ
るディジタル位相復調装置を示すブロック図、第７図は
４相位相変調信号を復調した信号の４つの基準信号点，
４つの判定領域，および，これら判定領域のうちの１つ
に対応する基準信号の組を示す図、第８図は８相位相変
調信号を復調した信号の８つの基準信号点，８つの判定
領域，および，これら判定領域のうちの１つに対応する
基準信号の組を示す図、第９図は第６図における搬送波
再生部７０の詳細を示すブロック図である。 １０，２０．７０・・・搬送波再生部、１１．２１・・
・Ｍ乗操作器、１２．２２．７２・・・ＦＩＲフィル夕
、１３，２４，７３・・・逆正接操作器、２３，４０，
８０・・・遅延回路、３０・・・位相合成部、３１，３
４・・・Ｍ分周器、３２・・・象限補正回路、３３・・
・減算器、３５・・・加算器、５０．９０・・・位相回
転部、５１・・・極●直交変換回路、５２・・・複素乗
算器、６０・・・判定回路、７ｌ・・・逆変調器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ディジタル位相変調された受信信号を非直線操作し
   て抽出した搬送波成分をあらかじめ定めた第１の時間位
   相平均化操作する第１の搬送波再生手段と、前記受信信
   号を非直線操作して抽出した搬送波成分を前記第１の時
   間より短くあらかじめ定めた第２の時間位相平均化操作
   する第２の搬送波再生手段と、前記第１の搬送波再生手
   段が位相平均化操作して得た信号の位相を基準とした前
   記第２の搬送波再生手段が位相平均化操作して得た信号
   の位相の偏差を求めこの偏差を変動範囲を限定した上で
   前記第１の搬送波再生手段が位相平均化操作して得た信
   号の位相に加算する位相合成手段とを備えたことを特徴
   とする搬送波再生方式。 ２、前記第１および第２の搬送波再生手段のうち少くと
   も一方は、前記受信信号の２つの直交成分のサンプルデ
   ータ列である入力信号を前記受信信号の変調相数だけ周
   波数逓倍する非線形操作手段を有し、前記第１の搬送波
   再生手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの
   信号と等価な信号を前記第１の時間位相平均化操作する
   第１のディジタルフィルタを有し、前記第２の搬送波再
   生手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信
   号と等価な信号を前記第２の時間位相平均化操作する第
   ２のディジタルフィルタを有し、前記第１の搬送波再生
   手段および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前
   記第１のディジタルフィルタからの信号の位相を算出す
   る第１の位相算出手段を有し、前記第２の搬送波再生手
   段および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記
   第２のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する
   第２の位相算出手段を有し、前記位相合成手段は、前記
   第１の位相算出手段からの位相を前記受信信号の変調相
   数で除算する第１の分周手段と、前記第１の位相算出手
   段からの位相の１サンプル周期での変化量およびこの変
   化量の符号に基づき前記第１の分周手段からの位相を±
   πの範囲に拡張する象限補正手段と、前記第２の位相算
   出手段からの位相から前記第１の位相算出手段からの位
   相を減算する減算回路と、この減算回路の位相を前記受
   信信号の変調相数で除算する第２の分周手段と、この第
   ２の分周手段からの位相を前記象限補正手段からの位相
   に加算する加算手段とを有することを特徴とする請求項
   １記載の搬送波再生方式。 ３、前記非線形操作手段は、前記入力信号の振幅および
   位相のうち振幅をそのまま保ち位相を前記受信信号の変
   調相数だけ倍して出力する累乗回路であることを特徴と
   する請求項２記載の搬送波再生方式。 ４、前記第１のディジタルフィルタは、前記第１の時間
   に対応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しく
   した第１の有限長インパルス応答フィルタであることを
   特徴とする請求項２記載の搬送波再生方式。 ５、前記第２のディジタルフィルタは、前記第２の時間
   に対応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しく
   した第２の有限長インパルス応答フィルタであることを
   特徴とする請求項２記載の搬送波再生方式。 ６、ディジタル位相変調された受信信号を非直線操作し
   て抽出した搬送波成分をあらかじめ定めた第１の時間位
   相平均化操作する第１の搬送波再生手段と、前記受信信
   号を非直線操作して抽出した搬送波成分を前記第１の時
   間より短くあらかじめ定めた第２の時間位相平均化操作
   する第２の搬送波再生手段と、前記第１の搬送波再生手
   段が位相平均化操作して得た信号の位相を基準とした前
   記第２の搬送波再生手段が位相平均化操作して得た信号
   の位相の偏差を求めこの偏差を変動範囲を限定した上で
   前記第１の搬送波再生手段が位相平均化操作して得た信
   号の位相に加算する位相合成手段と、前記第１および第
   ２の搬送波再生手段に前記受信信号を入力してから前記
   位相合成手段が再生した位相を出力するまでの応答時間
   だけ前記受信信号を遅延させる第１の遅延手段と、この
   第１の遅延手段からの信号に前記位相合成手段からの位
   相で位相回転を与える第１の位相回転手段とを備えたこ
   とを特徴とするディジタル位相復調装置。 ７、複素平面上で誤り率が最低になる判定領域を設定し
   前記第１の位相回転手段からの信号を対応する前記判定
   領域の基準信号に変換する判定手段と、この判定手段か
   らの前記基準信号で前記第１の遅延手段からの信号を逆
   変調して得た搬送波成分を前記第２の時間と同程度にあ
   らかじめ定めた第３の時間位相平均化操作する第３の搬
   送波再生手段とをさらに有することを特徴とする請求項
   ６記載のディジタル位相復調装置。 ８、前記第３の搬送波再生手段は、前記判定手段からの
   前記基準信号で前記第１の遅延手段からの信号を逆変調
   する逆変調手段と、この逆変調手段からの信号を前記第
   ３の時間位相平均化操作する第３のディジタルフィルタ
   とを有することを特徴とする請求項７記載のディジタル
   位相復調装置。 ９、前記第３のディジタルフィルタは、前記第３の時間
   に対応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しく
   した第３の有限長インパルス応答フィルタであることを
   特徴とする請求項８記載のディジタル位相復調装置。 １０、前記第１および第２の搬送波再生手段のうち少く
   とも一方は、前記受信信号の２つの直交成分のサンプル
   データ列である入力信号を前記受信信号の変調相数だけ
   周波数逓倍する非線形操作手段を有し、前記第１の搬送
   波再生手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこ
   の信号と等価な信号を前記第１の時間位相平均化操作す
   る第１のディジタルフィルタを有し、前記第２の搬送波
   再生手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの
   信号と等価な信号を前記第２の時間位相平均化操作する
   第２のディジタルフィルタを有し、前記第１の搬送波再
   生手段および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、
   前記第１のディジタルフィルタからの信号の位相を算出
   する第１の位相算出手段を有し、前記第２の搬送波再生
   手段および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前
   記第２のディジタルフィルタからの信号の位相を算出す
   る第２の位相算出手段を有し、前記位相合成手段は、前
   記第１の位相算出手段からの位相を前記受信信号の変調
   相数で除算する第１の分周手段と、前記第１の位相算出
   手段からの位相の１サンプル周期での変化量およびこの
   変化量の符号に基づき前記第１の分周手段からの位相を
   ±πの範囲に拡張する象限補正手段と、前記第２の位相
   算出手段からの位相から前記第１の位相算出手段からの
   位相を減算する減算回路と、この減算回路の位相を前記
   受信信号の変調相数で除算する第２の分周手段と、この
   第２の分周手段からの位相を前記象限補正手段からの位
   相に加算する加算手段とを有し、前記第１の位相回転手
   段は、前記位相合成手段からの位相をこの位相に等しい
   位相の信号に変換する極・直交信号変換手段と、この極
   ・直交信号変換手段からの信号と前記第１の遅延手段か
   らの信号とを複素乗算する第１の乗算手段とを有するこ
   とを特徴とする請求項６記載のディジタル位相復調装置
   。 １１、前記第３の搬送波再生手段に前記判定手段からの
   前記基準信号および前記第１の遅延手段かの信号を入力
   してから位相平均化操作が完了するまでの応答時間だけ
   前記第１の遅延手段からの信号を遅延させる第２の遅延
   手段と、この第２の遅延手段からの信号に前記第３の搬
   出波再生手段からの信号の位相で位相回転を与える第２
   の位相回転手段とをさらに有することを特徴とする請求
   項７記載のディジタル位相復調装置。 １２、前記第２の位相回転手段は、前記第２の遅延手段
   からの信号と前記第３の搬送波再生手段からの信号とを
   複素乗算する第２の乗算手段であることを特徴とする請
   求項１１記載のディジタル位相復調装置。