JPH022361B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH022361B2 JPH022361B2 JP55081419A JP8141980A JPH022361B2 JP H022361 B2 JPH022361 B2 JP H022361B2 JP 55081419 A JP55081419 A JP 55081419A JP 8141980 A JP8141980 A JP 8141980A JP H022361 B2 JPH022361 B2 JP H022361B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- torque
- power converter
- current
- speed
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は三相誘導電動機の制御に関し、特に重
連運転を行う電気車の速度制御装置に好適な速度
制御装置に係る。
連運転を行う電気車の速度制御装置に好適な速度
制御装置に係る。
従来技術の一例回路構成図を第１図に示す。第
１図において、１は直流電源、２はフイルタリア
クトル、３はフイルタコンデンサ、４は直流を可
変電圧可変周波の三相交流に変換する電力変換
器、５は電気車けん引用の三相誘導電動機、６は
５の誘導電動機の回転子回転数を検出するパルス
ジエネレータ、７は誘導電動機５の回定子巻線電
流を検出する変流器、８は電力変換器４のゲート
を制御するパルス巾変調部、９は加算器、１０は
減算器である。
１図において、１は直流電源、２はフイルタリア
クトル、３はフイルタコンデンサ、４は直流を可
変電圧可変周波の三相交流に変換する電力変換
器、５は電気車けん引用の三相誘導電動機、６は
５の誘導電動機の回転子回転数を検出するパルス
ジエネレータ、７は誘導電動機５の回定子巻線電
流を検出する変流器、８は電力変換器４のゲート
を制御するパルス巾変調部、９は加算器、１０は
減算器である。
誘導電動機のトルク制御は、誘導電動機に与え
る周波数と電圧を可変して行う。すなわち、第１
図でfsはすべり周波数指令を示し、パルスジエネ
レータ６の周波数に加算されて、誘導電動機の固
定子巻線に与える電力変換器の出力周波数（つま
り回転界磁周波数）ｆとなる。I1は誘導電動機の
固定子巻線電流指令を示し、減算器１０で実際の
電流と比較され、その偏差がパルス幅変調部８お
よび電力変換器４を経て誘導電動機５の電圧を制
御する。誘導電動機５のトルク（引張力）Ｔと電
圧Ｖ、回転界磁周波数ｆ、すべり周波数fsとの間
には次の関係がある。
る周波数と電圧を可変して行う。すなわち、第１
図でfsはすべり周波数指令を示し、パルスジエネ
レータ６の周波数に加算されて、誘導電動機の固
定子巻線に与える電力変換器の出力周波数（つま
り回転界磁周波数）ｆとなる。I1は誘導電動機の
固定子巻線電流指令を示し、減算器１０で実際の
電流と比較され、その偏差がパルス幅変調部８お
よび電力変換器４を経て誘導電動機５の電圧を制
御する。誘導電動機５のトルク（引張力）Ｔと電
圧Ｖ、回転界磁周波数ｆ、すべり周波数fsとの間
には次の関係がある。
Ｔ∝（Ｖ／ｆ）2・fs …（1.1）
通常、電気車にあつては主幹制御器のノツチや
所定の加減速度を出すための電流が決められるこ
とが多く、その結果、制御系としては、すべり周
波数fsおよび電流I1が与えられる要素と考えるこ
とができる。第２図は従来技術によるトルク−速
度特性および制御される電圧Ｖ、すべり周波数fs
−速度特性の説明図を示す。
所定の加減速度を出すための電流が決められるこ
とが多く、その結果、制御系としては、すべり周
波数fsおよび電流I1が与えられる要素と考えるこ
とができる。第２図は従来技術によるトルク−速
度特性および制御される電圧Ｖ、すべり周波数fs
−速度特性の説明図を示す。
第２図に示すように誘導電動機のトルク制御は
可変電圧可変周波（VVVF）の制御領域と定電
圧可変周波（CVVF）の制御領域の２つに大別す
ることができる。VVVFの領域では電圧Ｖは周
波数ｆに比例して増加し、一定電流（つまり一定
加速）特性が得られ、CVVFの領域では電圧が飽
和して一定電圧となり、トルクＴは周波数の２乗
に反比例して下がるような特性となる。
可変電圧可変周波（VVVF）の制御領域と定電
圧可変周波（CVVF）の制御領域の２つに大別す
ることができる。VVVFの領域では電圧Ｖは周
波数ｆに比例して増加し、一定電流（つまり一定
加速）特性が得られ、CVVFの領域では電圧が飽
和して一定電圧となり、トルクＴは周波数の２乗
に反比例して下がるような特性となる。
ここでVVVFの領域においては、電流I1は一定
に制御することができるので、周波数検出回路に
多少の誤差が生じたとしても制御ユニツト間のト
ルクアンバランスは僅少に抑制することは可能で
ある。しかしCVVFの領域においては、周波数検
出誤差がトルク特性に大きく影響し、制御ユニツ
ト間で数十パーセントのトルクアンバランスが生
じうる。第２図にてトルクアンバランスについて
以下説明する。
に制御することができるので、周波数検出回路に
多少の誤差が生じたとしても制御ユニツト間のト
ルクアンバランスは僅少に抑制することは可能で
ある。しかしCVVFの領域においては、周波数検
出誤差がトルク特性に大きく影響し、制御ユニツ
ト間で数十パーセントのトルクアンバランスが生
じうる。第２図にてトルクアンバランスについて
以下説明する。
第２図において、トルクABCDEが所定のトル
ク−速度特性を示す。すべての誤差を無視すれば
（1.1）式の関係から決まる所定のトルクABCDE
特性が得られることはいうまでもない。すなわ
ち、回転子周波数fr1の時、回転界磁周波数はfr1
＋fsとなりその時の誘導電動機のトルク特性は曲
線τ1で、出力トルクはＣとなる。又、回転子周波
数fr2の時も同様にして出力トルクＤが得られる。
ここで注意を要するのはすべり周波数fsの定格周
波数に対する割合は２％〜５％という値をとつて
いるということである。このことは周波数検出回
路の検出誤差が仮に２〜５％あつたとすると、出
力トルクは所定値に対して大巾に狂いが生ずるこ
とになる。つまり第２図で実回転数fr1に対して
例えば検出誤差によりすべり周波数fsを加えた結
果電力変換器の出力周波数fr1で制御されたとす
ると出力トルクは零となる。第２図の点線FGの
如き出力トルク特性となる。又、逆に実回転数
fr2の時に回転界磁周波数はfr2＋fsで、トルク特性
τ2で制御されるべきところ、τ3の如きトルク特性
で制御された場合には線HJIのトルク−速度特性
となつてしまう。
ク−速度特性を示す。すべての誤差を無視すれば
（1.1）式の関係から決まる所定のトルクABCDE
特性が得られることはいうまでもない。すなわ
ち、回転子周波数fr1の時、回転界磁周波数はfr1
＋fsとなりその時の誘導電動機のトルク特性は曲
線τ1で、出力トルクはＣとなる。又、回転子周波
数fr2の時も同様にして出力トルクＤが得られる。
ここで注意を要するのはすべり周波数fsの定格周
波数に対する割合は２％〜５％という値をとつて
いるということである。このことは周波数検出回
路の検出誤差が仮に２〜５％あつたとすると、出
力トルクは所定値に対して大巾に狂いが生ずるこ
とになる。つまり第２図で実回転数fr1に対して
例えば検出誤差によりすべり周波数fsを加えた結
果電力変換器の出力周波数fr1で制御されたとす
ると出力トルクは零となる。第２図の点線FGの
如き出力トルク特性となる。又、逆に実回転数
fr2の時に回転界磁周波数はfr2＋fsで、トルク特性
τ2で制御されるべきところ、τ3の如きトルク特性
で制御された場合には線HJIのトルク−速度特性
となつてしまう。
すなわち、誘導電動機の周波数対トルク特性が
第２図のτ1やτ2のように大きな傾斜をもつている
ため、周波数制御系の２〜５％の誤差で、出しう
る最大トルク（例えば速度fr2でのＪ点のトルク）
から零トルク（例えば速度fr1での特性FG）まで
変化してしまうということである。
第２図のτ1やτ2のように大きな傾斜をもつている
ため、周波数制御系の２〜５％の誤差で、出しう
る最大トルク（例えば速度fr2でのＪ点のトルク）
から零トルク（例えば速度fr1での特性FG）まで
変化してしまうということである。
制御ユニツト間のトルクアンバランスは、電気
車に高速度特性を大巾に変え、けん引特性が落ち
たり、誘導電動機に過負荷となつて焼損事故を招
くことが予想される。ここに従来方式の欠点があ
る。
車に高速度特性を大巾に変え、けん引特性が落ち
たり、誘導電動機に過負荷となつて焼損事故を招
くことが予想される。ここに従来方式の欠点があ
る。
本発明の目的はCVVF領域において、制御ユニ
ツト間のトルクバランスの良好な電気車の速度制
御装置を提供するにある。
ツト間のトルクバランスの良好な電気車の速度制
御装置を提供するにある。
本発明は実速度または電力変換器の出力周波数
に反比例した電流パターンによる電流制御を導入
することによりトルクアンバランスを良好にした
ものである。
に反比例した電流パターンによる電流制御を導入
することによりトルクアンバランスを良好にした
ものである。
第３図に本発明の一実施例を示す回路構成図を
示す。第３図において、第１図と同一符号のもの
は同一機能を示す。１１はCVVF領域で電流パタ
ーン発生器１３からのパターンと実電流とを比較
する減算器、１２は減算器１１の出力誤差を周波
数制御系に加える加算器である。つまりCVVF領
域においては比較器１０の出力偏差は最大、従つ
て電動機電圧Ｊは最大値で電圧制御がきかない領
域であるためこの領域での電流制御を周波数、実
際にはすべり周波数fsを制御することによつて実
現するものである。
示す。第３図において、第１図と同一符号のもの
は同一機能を示す。１１はCVVF領域で電流パタ
ーン発生器１３からのパターンと実電流とを比較
する減算器、１２は減算器１１の出力誤差を周波
数制御系に加える加算器である。つまりCVVF領
域においては比較器１０の出力偏差は最大、従つ
て電動機電圧Ｊは最大値で電圧制御がきかない領
域であるためこの領域での電流制御を周波数、実
際にはすべり周波数fsを制御することによつて実
現するものである。
トルクＴは次式によつても表わすことができ
る。
る。
Ｔ∝Ｖ・I1／ｆ …（1.2）
つまり問題になるCVVF領域では、電圧Ｖは一
定なのでI1／ｆを与えればトルクＴは決まること
になる。ここで、第３図の電流パターン発生器１
３の中にも図示した、CVVF領域での電力変換器
周波数ｆ対電流Ｉ特性は、Ｉ∝１／ｆであり、電
力変換器周波数ｆの２〜５％の誤差に対して、電
流Ｉの誤差はやはり２〜５％以下と小さく、この
小さな電流誤差の範囲内で、すべり周波数fsを調
整することとなるので、結局、すべり周波数誤差
△fsは、より小さい値でしか変化しない。すなわ
ち、トルクも２〜５％の範囲内で変化するという
ことであつて、僅かの周波数誤差が大きなトルク
誤差を招くことはない。従つて前記のように、イ
ンバータ（電力変換器）４の出力周波数ｆを入力
して、I1∝１／ｆのパターンを作るか、あるい
は、第３図のように、パルスジエネレータで検出
した実速度frを入力して、I1∝１／frのパターン
を作り、この電流パターンに電動機電流が追従す
るように電流制御を実施すれば車輪径が多少アン
バランスしていても大幅なトルクアンバランスは
避けられる。従つて、従来方式には期待できない
安定したトルク制御が可能となる。
定なのでI1／ｆを与えればトルクＴは決まること
になる。ここで、第３図の電流パターン発生器１
３の中にも図示した、CVVF領域での電力変換器
周波数ｆ対電流Ｉ特性は、Ｉ∝１／ｆであり、電
力変換器周波数ｆの２〜５％の誤差に対して、電
流Ｉの誤差はやはり２〜５％以下と小さく、この
小さな電流誤差の範囲内で、すべり周波数fsを調
整することとなるので、結局、すべり周波数誤差
△fsは、より小さい値でしか変化しない。すなわ
ち、トルクも２〜５％の範囲内で変化するという
ことであつて、僅かの周波数誤差が大きなトルク
誤差を招くことはない。従つて前記のように、イ
ンバータ（電力変換器）４の出力周波数ｆを入力
して、I1∝１／ｆのパターンを作るか、あるい
は、第３図のように、パルスジエネレータで検出
した実速度frを入力して、I1∝１／frのパターン
を作り、この電流パターンに電動機電流が追従す
るように電流制御を実施すれば車輪径が多少アン
バランスしていても大幅なトルクアンバランスは
避けられる。従つて、従来方式には期待できない
安定したトルク制御が可能となる。
なお、第３図の実施例において、減算器１０へ
入力される電流パターンを、CVVF領域まで従来
通りの一定値とすれば、CVVF領域においては、
もはや減算器１０の出力が飽和して、電力変換器
４の出力電圧Ｖは、その最大値に固定されること
になる。また、減算器１０に対しても、電流パタ
ーン発生器１３により、前述のようにCVVF領域
で１／ｆに比例する電流パターンが与えられるも
のとしても、前述したように、既に電圧制御がが
きかない領域、例えば、特開昭52−154020号公報
第６図Ａ，Ｅモード等で周知のパルス幅変調イ
ンバータにおける１パルスモードであることによ
つても、電力変換器４の出力電圧Ｖは、その最大
値に固定されることになる。
入力される電流パターンを、CVVF領域まで従来
通りの一定値とすれば、CVVF領域においては、
もはや減算器１０の出力が飽和して、電力変換器
４の出力電圧Ｖは、その最大値に固定されること
になる。また、減算器１０に対しても、電流パタ
ーン発生器１３により、前述のようにCVVF領域
で１／ｆに比例する電流パターンが与えられるも
のとしても、前述したように、既に電圧制御がが
きかない領域、例えば、特開昭52−154020号公報
第６図Ａ，Ｅモード等で周知のパルス幅変調イ
ンバータにおける１パルスモードであることによ
つても、電力変換器４の出力電圧Ｖは、その最大
値に固定されることになる。
本発明の一実施例によれば、全速度域に対して
制御ユニツト間のトルクバランスのとれた電気車
が提供できるという効果がある。
制御ユニツト間のトルクバランスのとれた電気車
が提供できるという効果がある。
電車の場合、多くは先頭車には制御付随車
（Tc車）が使用され、速度計又はATC用の速度
発電機を有している。本発明の一実施例で示した
速度frまたはインバータ周波数に反比例する電流
パターンの速度信号はTc車の速度発電機からと
ることも当然可能である。又、必要に応じ車輪径
補正することにより、より正確なトルク制御が得
られる。
（Tc車）が使用され、速度計又はATC用の速度
発電機を有している。本発明の一実施例で示した
速度frまたはインバータ周波数に反比例する電流
パターンの速度信号はTc車の速度発電機からと
ることも当然可能である。又、必要に応じ車輪径
補正することにより、より正確なトルク制御が得
られる。
本発明によれば、制御ユニツト間のトルクアン
バランスの良好な電気車が得られる。
バランスの良好な電気車が得られる。
第１図は従来技術の一実施例を示す回路構成
図、第２図は従来技術によるトルク−速度特性説
明図、第３図は本発明の一実施例を示す回路構成
図である。 １……直流電源、２……リアクトル、３……コ
ンデンサ、４……電力変換器、５……三相誘導電
動機、１３……電流パターン発生器。
図、第２図は従来技術によるトルク−速度特性説
明図、第３図は本発明の一実施例を示す回路構成
図である。 １……直流電源、２……リアクトル、３……コ
ンデンサ、４……電力変換器、５……三相誘導電
動機、１３……電流パターン発生器。
Claims (1)
- １ 三相誘導電動機、この電動機に可変周波可変
電圧の電力を供給する電力変換器、速度検出器の
出力とすべり周波数信号とを加算して前記電力変
換器の出力周波数を制御する制御装置を備えた電
気車の速度制御装置において、定電圧可変周波の
領域で実速度あるいは電力変換器の出力周波数に
反比例した電流パターンを発生する手段と、この
電流パターンと電動機電流の偏差に応じて前記す
べり周波数を調整する電流制御手段とを設けたこ
とを特徴とする電気車の速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8141980A JPS579201A (en) | 1980-06-18 | 1980-06-18 | Speed controlling device for electric motor vehicle |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8141980A JPS579201A (en) | 1980-06-18 | 1980-06-18 | Speed controlling device for electric motor vehicle |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS579201A JPS579201A (en) | 1982-01-18 |
| JPH022361B2 true JPH022361B2 (ja) | 1990-01-17 |
Family
ID=13745826
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8141980A Granted JPS579201A (en) | 1980-06-18 | 1980-06-18 | Speed controlling device for electric motor vehicle |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS579201A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0748960B2 (ja) * | 1985-12-23 | 1995-05-24 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6042720B2 (ja) * | 1977-01-20 | 1985-09-24 | 三菱電機株式会社 | 誘導電動機の制御装置 |
-
1980
- 1980-06-18 JP JP8141980A patent/JPS579201A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS579201A (en) | 1982-01-18 |
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