JPH02237467A - リンギングチョークコンバータ用高効率ベースドライブ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はリンギングチョークコンバータにおけるスイッ
チングトランジスタのベースドライブに関するものであ
る。

従来の技術 入力電圧範囲の広いリンギングチョークコンバータにお
いては、効率を高めるためスイッチングトランジスタの
ドライブ回路に定電流回路がよく用いられている。従来
は第３図に示した原理図の様に、コンデンサ（２７）を
スイッチングトランジスタ（２２）のベースと帰還巻線
（２３）の一方の端子（２３ａ）の間に直列に接続し、
スイッチングトランジスタ（２２）のオフの期間に帰還
巻線（２３）に発生する電圧を充電し、またスイッチン
グトランジスタ（２２）のオンの期間は抵抗（２９）を
介してスイッチングトランジスタ（２２）のベース電流
として放電していた。

発明が解決しようとする問題点 第３図に示した従来の方式では、コンデンサ（２７）の
放電による電流をスイッチングトランジスタ（２２）の
ベースに流すために接続されている抵抗（２９）にスイ
ッチングトランジスタ（２２）がオフの期間も電流が流
れ、この電流によって、無駄な電力が消失している。ま
たコンデンサ（２７）の両端の電圧は一定であるが、ス
イッチングトランジスタ（２２）のエミッタの電位に対
して、どちらの端子の電位も一定でないため定電圧制御
回路の検出用の電圧として直接利用することができない
。

第３図に示した従来の方式では、スイッチングトランジ
スタ（２２）のベース電流の交流成分をコンデンサ（２
４）と抵抗（２５）を介して帰還巻線（２３）より引き
出し、直流成分を抵抗（２９）を介してコンデンサ（２
７）より引き出している。リンギングチョークコンバー
タの特性上、スイッチング周波数は入力電圧が高い程、
また負荷電力が小さい程高くなるが、スイッチング周波
数が高くなるに、ベース電流の直流成分が相対的に減少
し定電流ドライブの効果が薄れる。またスイッチングト
ランジスタ（２２）のスイッチング損失が増加する。

本発明は以上の様な点を改善するために創案されたリン
ギングチョークコンバータ用高効率ベースドライブ回路
を提供することを目的としている。

問題点を解決するための手段 第１図は本発明の第１の実施例である。第１図において
、（１）は一次巻線、（２）はスイッチングトランジス
タ、（３）は帰還巻線であってコンデンサ（４）と抵抗
（５）とコンデンサ（１２）を介してスイッチングトラ
ンジスタ（２）のベースとエミッタに接続されている。

スイッチングトランジスタ（２）がオフの期間に帰還巻
線（３）に発生する電圧はダイオード（８）とダイオー
ド（６）とによって整流されてコンデンサ（７）に充電
される。コンデンサ（７）の端子（７ａ）はスイッチン
グトランジスタ（２）のエミッタに接続されており端子
（７ｂ）は定電圧ダイオード（１３１）とトランジスタ
（１３２）とからなる定電圧制御回路（１３）の検出端
子（１３ａ）に接続されている。またコンデンサ（７）
の端子（７ｂ）はトランジスタ（９）と抵抗（１０）を
介してスイッチングトランジスタ（２）のベースに接続
されている。トランジスタ（９）のベースは抵抗（１１
）を介して帰還巻線（３）の端子（３ｂ）に接続されて
いる。

第２図は本発明の第２の実施例図である。第２図におい
て、（１４）は単安定マルチバイブレータであってトリ
ガ入力端子（１４ａ）と出力端子（１４ｂ）を有してお
り動作に必要な電源はコンデンサ（７）の両端の電圧に
よって供給されている。トリガ入力端子（１４ａ）は帰
還巻線（３）の端子（３ａ）に抵抗（１７）を介して接
続され出力端子（１４ｂ）は抵抗（１８）を介して定電
圧制御回路（１３）を構成しているトランジスタ（１３
２）のベースに接続されいる。（１５）はコンデンサで
あって一次巻線（１）と共振回路を作る。（１６）は抵
抗であってコンデンサ（１５）を流れる電流を制限する
。

作用 第１図において、スイッチングトランジスタ（２）のオ
フの期間に帰還巻線（３）に発生する電圧はダイオード
（６）とダイオード（８）とによって整流されコンデン
サ（７）に充電される。コンデンサ（７）の充電電圧は
定電圧制御回路（１３）によって一定に保たれている。

またコンデンサ（１２）にはコンデンサ（７）の電圧よ
りダイオード（６）のＶｎ分だけ高い電圧が充電される
。

スイッチングトランジスタ（２）のオン期間に帰還巻線
（３）に発生する電圧はコンデンサ（４）と抵抗（５）
とコンデンサ（１２）を介してスイッチングトランジス
タ（２）のベースをドライブするが、回路の時定数によ
りベース電流は減衰曲線を描く。またこのベース電流に
よってコンデンサ（１２）の電圧がコンデンサ（７）の
電圧によりトランジスタ（９）の−ＶＢＥ（ｓａｔ）分
だけ下まわる値に達すると電流はコンデンサ（７）と抵
抗（１１）を介してトランジスタ（９）のベースに流れ
トランジスタ（９）はオン状態になる。トランジスタ（
９）がオン状態になるとスイッチングトランジスタ（２
）のベースにはコンデンサ（７）の放電による電流が抵
抗（１０）を介して流れ始める。

第２図において、スイッチングトランジスタ（２）がオ
ン状態からオフ状態に移行する時、帰還巻線（３）の端
子（３ａ）の電位は正電位から負電位に変る。この電位
の変化によって単安定マルチバイブレータ（１４）はト
リガされ一定のパルス幅の電圧が出力される。この一定
のパルス幅の出力が定電圧制御回路（１３）のトランジ
スタ（１３２）をオン状態にして回路をロック状態にす
る。リンギングチョークコンバータのスイッチング周波
数が低く、スイッチングトランジスタ（２）のオフ期間
が単安定マルチバイブレータ（１４）の出力パルス幅よ
り長い場合は、スイッチング周波数は単安定マルチバイ
ブレータ（１４）による影響を受けないが、スイッチン
グ周波数が高くなり、スイッチングトランジスタ（２）
のオフ期間が単安定マルチバイブレータ（１４）の出力
パルス幅より短くなるに、スイッチングトランジスタ（
２）はオフ期間を過ぎてもオン状態に移行できずロック
状態に入る。ロック状態に入ると一次券線（１）とコン
デンサ（１５）と抵抗（１６）とが作る共振回路により
振動電流が流れるが、この振動電流によって帰還巻線（
３）には正弦波の電圧が誘起される。単安定マルチバイ ブレータ（１４）の出力パルスによるロック状態が解除
されて、かつ帰還巻線（３）の両端に発生している正弦
波がスイッチングトランジスタ（２）のベースを順方向
にバイアスする極性に変った時にスイッチングトランジ
スタ（２）はオン状態に移行する。

実施例 本発明の第１の実施例を第１図に示す。第１図において
、（１）は一次巻線であり、そのインダクタンスはスイ
ッチング周波数を決定する１つの要素となっている。（
２）はスイッチングトランジスタで一次巻線（１）を流
れる電流のオン・オフを行なう素子である。（３）は一
次巻線（１）と電磁的に結合している帰還巻線であり、
一方の端子（３ａ）はコンデンサ（４）と抵抗（５）を
介してスイッチングトランジスタ（２）のベースに接続
され他方の端子（３ｂ）はコンデンサ（１２）を介して
スイッチングトランジスタ（２）のエミッタに接続され
自動発振のためループ回路を形成している。

（６）及び（８）はいずれも整流ダイオードであり、ス
イッチングトランジスタ（２）のオフの期間に帰還巻線
（３）に発生する電圧のみを導通しコンデンサ（７）に
充電している。コンデンサ（７）の両端の電圧を定電圧
制御する定電圧制御回路（１３）は、コンデンサ（７）
の一方の端子（７ａ）がスイッチングトランジスタ（２
）のエミッタに接続されているため、定電圧ダイオード
（１３１）とトランジスタ（１３２）と抵抗（１３３）
とからなる簡易な回路で構成できる。

コンデンサ（７）の両端の電圧による電流はトランジス
タ（９）と抵抗（１０）を介してスイッチングトランジ
スタ（２）のベースに流れる。スイッチングトランジス
タ（２）のオフの期間にコンデンサ（１２）に充電され
る電圧はコンデンサ（７）の電圧よりダイオード（８）
のＶｎ分だけ高い。スイッチングトランジスタ（２）が
オフからオンに変わる時は、まず帰還巻線（３）に発生
する電圧によってスイッチングトランジスタ（２）のベ
ースは順方向にバイアスされるが、その電流は帰還巻線
（３）とスイッチングトランジスタ（２）のベース・エ
ミッタを結ぶループ回路の時定数により減衰電流となる
。このベース電流によりコンデンサ（１２）の両端の電
圧は下がり始めるが、その電圧がコンデンサ（７）の両
端の電圧よりトランジスタ（９）の−ＶＢＥ（ｓａｔ）
分だけ下まわる値に達するに、ループ回路を流れていた
電流はコンデンサ（７）とトランジスタ（９）と抵抗（
１１）を結ぶ回路を流れる様になりトランジスタ（９）
はオン状態となりコンデンサ（７）は放電を開始する。

コンデンサ（７）の放電電流は抵抗（１０）を介してス
イッチングトランジスタ（２）のベースに流れる。スイ
ッチングトランジスタ（２）をドライブすることによる
電力損失のうちコンデンサ（７）の充放電による損失を
Ｐｄとするに、Ｐｄはコンデンサ（７）の両端の電圧を
Ｖｓ、抵抗（１０）の値をＲｄ、スイッチングの周期を
Ｔ．スイッチングトランジスタ（２）のオン期間をＴｏ
ｎ、ダイオード（６）と（８）の各々の順方向電圧を一
定と仮定しＶｎとして次式の様に表わすことができる。

Ｐｄ＝Ｖ３／Ｒａ・（Ｖｓ＋２・Ｖｎ）・Ｔｏｍ／Ｔ 第４図に示した従来の方式においては、コンデンサ（２
７）の充放電による損失をＰｄ′とするに、Ｐｄ′はそ
の他の条件が第１図の場合と同じと仮定して次式の様に
表わすことができる。（但し、Ｔｏｆｆ＝Ｔ−Ｔｏｎ） Ｐｄ′＝Ｖｓ／Ｒａ・（Ｖ３＋２・Ｖｎ）・（１＋Ｖｎ
／Ｖｓ・Ｔｏｆｆ／Ｔ） 従って、第１図の場合は第４図に示した従来の方式に比
べ次式で示される電力を省力することができる。

Ｐｄ′−Ｐｄ＝Ｖｓ／Ｒｄ・（Ｖｓ＋２・Ｖｎ）・（１
＋Ｖｎ／Ｖｓ）・Ｔｏｆｆ／Ｔ 本発明の第２の実施例を第２図に示す。

第２図において第１図と共通する部分には同一符号が付
されている。第２図の回路は第１図の回路に単安定マル
チバイブレータと共振回路を付したものである。第２図
において、（１４）は単安定マルチバイブレータであっ
て、コンデンサ（７）の両端の電圧を電源とし、トリガ
入力端子（１４ａ）は抵抗（１７）を介して帰還巻線（
３）の一方の端子（３ａ）に接続され、出力端子（１４
ｂ）は抵抗（１８）を介して定電圧制御回路（１３）の
トランジスタ（１３２）のベースに接続されている。単
安定マルチバイブレータ（１４）の出力パルス幅をＴｄ
とし、コンデンサ（１４１）と抵抗（１４２）の値を各
々ＣｍとＲｍとするに、Ｔａは次式で表わすことが知ら
れている。

Ｔｄ≒０．６９・Ｒｍ・Ｃｍ スイッチングトランジスタ（２）のオフ期間がこのパル
ス幅より短かくなるに、オフ期間が過ぎてもオンに移行
できない期間が生じ、一次巻線（１）とコンデンサ（１
５）と抵抗（１６）による共根回路に振動電流が生ずる
。この振動電流はコンデンサ（１５）の容量と一次巻線
（１）のインダクタンスによって定まる一定の周期を持
っており、周期をＴｒとし、コンデンサ（１５）の容量
をＣｒ、一次巻線（１）のインダクタンスをＬｐとする
に、Ｔｒは次式で表わせることが知られている。

Ｔｒ＝２π√Ｌｐ・Ｃｒ スイッチングトランジスタ（２）のオフ期間が単安定マ
ルチバイブレータ（１４）の出力パルス幅より短い場合
の回路の波形を第４Ａ図〜第４Ｄに示した。

第４Ａ図は単安定マルチバイブレータ（１７）の出力パ
ルスの波形である。第４Ａ図において、ｔ１はトリガさ
れる時刻であり、ｔ２はパルスの終る時刻である。

第４Ｂ図はスイッチンズトランジスタ（２）のコレクタ
・エミッタ間の電圧波形である。第４Ｂ図において、ｔ
１はスイッチングトランジスタ（２）がオフ状態に移行
する時刻であり、ｔ３はオフ状態から共振状態に移行す
る時刻である。また第４Ｂ図において、ｔ４はスイッチ
ングトランジスタ（２）がオン状態に移行する時刻であ
る。

第４Ｃ図は帰還巻線（２）の両端の電圧を端子（３ａ）
を正側としてみたときの電圧波形である。

第４Ｄ図はスイッチングトランジスタ（２）のコレクタ
電流の波形である。第４Ｄ図において、ｔｓはスイッチ
ングトランジスタ（２）がオフ状態に移行する時刻であ
る。

また第３Ｄ図において（ｔｓ−ｔ１）がリンギングチョ
ークコンバータの発振の周期である。

第２図に示したベースドライブ回路を有するリンギング
チョークコンバータにおいては、共振状態が発生する寸
前、すなわちＴｏｆｆ＝Ｔｄとなる寸前の周期が最も短
かくなりスイッチングトランジスタ（２）のスイッチン
グ損失も、またスイッチングトランジスタ（２）のベー
スドライブ損失も、それらの負荷に提供する電力に対す
る比率が最大になる。従って、Ｔｏｆｆ＝Ｔｄとなる条
件を適当に設定することにより、より軽負荷運転時にお
けるスイッチング分失とドライブ損失を軽減することが
できる。

発明の効果 以上述べてきた様に、この発明は比較的簡易な回路構成
で、スイッチングトランジスタのベースドライブ損失を
小さくすることができ、またスイッチングトランジスタ
のスイッチング損失を小さくすることができた。実用的
にも極めて有用であり、特に入力電圧範囲が広く、かつ
負荷条件が数ワットのスタンバイ状態と数十ワットから
百ワットの全負荷状態を交互に繰返す運転条件の電源と
しては最適である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例のベースドライブ回路を
示す回路図である。第２図は本発明の第２の実施例のベ
ースドライブ回路を示す回路図である。第４図は第２図
の回路の各部の波形図である。第３図は従来方式の原理
図である。第１図、第２図において、（１）は一次巻線
、（２）スイッチングトランジスタ、（３）は帰還巻線
、（４）はコンデンサ、（５）は抵抗、（６）はダイオ
ード、（７）はコンデンサ、（８）はダイオード、（９
）はトランジスタ、（１０）は抵抗、（１１）は抵抗、
（１２）はコンデンサ、（１３）は定電圧制御回路、（
１４）は単安定マルチバイブレータ、（１５）はコンデ
ンサ、（１６）は抵抗、（１７）は抵抗、（１８）は抵
抗である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）、リンギングチョークコンバータのトランスの一
   次巻線（１）と、 前記一次巻線（１）に直列に接続されたスイッチングト
   ランジスタ（２）と、 前記一次巻線（１）と電磁的に結合されている帰還巻線
   （３）と、 前記スイッチングトランジスタ（２）のオン期間に前記
   帰還巻線（３）に発生する電圧によって前記スイッチン
   グトランジスタ（２）のベースに順方向バイアス電流が
   流れる様に前記帰還巻線（３）の一方の端子（３ａ）と
   前記スイッチングトランジスタ（２）のベースとの間に
   接続されているコンデンサ（４）と抵抗（５）とからな
   る回路と、 前記帰還巻線（３）の一方の端子（３ａ）と前記スイッ
   チングトランジスタ（２）のエミッタとの間に、前記帰
   還巻線（３）が前記スイッチングトランジスタ（２）の
   オフの期間に発生する電圧に対して導通する方向に接続
   されたダイオード（６）と、 前記帰還巻線（１）の他方の端子（３ｂ）と前記スイッ
   チングトランジスタ（２）のエミッタとの間に接続され
   ている、一方の端子（７ａ）が前記スイッチングトラン
   ジスタ（２）のエミッタに接続されているコンデンサ（
   ７）と前記帰還巻線（３）が前記スイッチングトランジ
   スタ（２）のオフの期間に発生する電圧に対して導通す
   る方向に接続されているダイオード（８）とからなる直
   列回路と、 一方の端子（７ａ）が前記スイッチングトランジスタ（
   ２）のエミッタに接続されている前記コンデンサ（７）
   の他方の端子（７ｂ）と前記スイッチングトランジスタ
   （２）のベースとの間に接続されたトランジスタ（９）
   と抵抗（１０）とからなる直列回路と、 前記トランジスタ（９）が、前記スイッチングトランジ
   スタ（２）のオンの期間に前記帰還巻線（１）に発生す
   る電圧によってオンとなる様に接続されている抵抗（１
   １）に、 前記帰還巻線（１）の他方の端子（３ｂ）と前記スイッ
   チングトランジスタ（２）のエミッタとの間に接続され
   た前記コンデンサ（７）と前記ダイオード（８）とから
   なる直列回路にパラレルに接続されたコンデンサ（１２
   ）と、 一方の端子（７ａ）が前記スイッチングトランジスタ（
   ２）のエミッタに接続されている前記コンデンサ（７）
   の両端の電圧を検出して前記スイッチングトランジスタ
   （２）の順方向ベース電流を制御する定電圧制御回路（
   １３）とからなり、 これによって前記スイッチングトランジスタ（２）のベ
   ースをドライブする電圧源が定電圧となることを特徴と
   するリンギングチョークコンバータ用高効率ベースドラ
   イブ回路。
2. （２）、特許請求範囲（１）に記載のリンギングチョー
   クコンバータ用高効率ベースドライブ回路に、一方の端
   子（７ａ）が前記スイッチングトランジスタ（２）のエ
   ミッタに接続されている前記コンデンサ（７）の両端の
   電圧によって電源の供給を受け、前記スイッチングトラ
   ンジスタ（２）がオンからオフに切り換る時に前記帰還
   巻線（３）に発生する電圧の変化によってトリガされ一
   定周期のパルスを前記定電圧制御回路（１３）に印加し
   て前記スイッチングトランジスタ（２）を強制的に一定
   期間オン状態に移行させない様に接続されている単安定
   マルチバイブレータ（１４）と、 前記一次巻線（１３）に共振ループを作る様に接続され
   ているコンデンサ（１５）と抵抗（１６）の直列回路と
   、を更に付加することによってスイッチング周波数の上
   限を設定してスイッチングロスの増加を抑えることを特
   徴とするリンギングチョークコンバータ用高効率ベース
   ドライブ回路。