JPH0734655B2 - リンギングチョークコンバータ用高効率ベースドライブ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はリンギングチョークコンバータにおけるスイッ
チングトランジスタのベースドライブに関するものであ
る。

従来の技術 入力電圧範囲の広いリンギングチョークコンバータにお
いては、効率を高めるためスイッチングトランジスタの
ドライブ回路に定電流回路がよく用いられている。従来
は第３図に示した原理図の様に、コンデンサ（27）をス
イッチングトランジスタ（22）のベースと帰還巻線（2
3）の一方の端子（23a）の間に直列に接続し、スイッチ
ングトランジスタ（22）のオフの期間に帰還巻線（23）
に発生する電圧を充電し、またスイッチングトランジス
タ（22）のオンの期間は抵抗（29）を介してスイッチン
グトランジスタ（22）のベース電流として放電してい
た。

発明が解決しようとする問題点 第３図に示した従来の方式では、コンデンサ（27）の放
電による電流をスイッチングトランジスタ（22）のベー
スに流すために接続されている抵抗（29）にスイッチン
グトランジスタ（22）がオフの期間も電流が流れ、この
電流によって、無駄な電力が消失している。またコンデ
ンサ（27）の両端の電圧は一定であるが、スイッチング
トランジスタ（22）のエミッタの電位に対して、どちら
の端子の電位も一定でないため定電圧制御回路の検出用
の電圧として直接利用することができない。

第３図に示した従来の方式では、スイッチングトランジ
スタ（22）のベース電流の交流成分をコンデンサ（24）
と抵抗（25）を介して帰還巻線（23）より引き出し、直
流成分を抵抗（29）を介してコンデンサ（27）より引き
出している。リンギングチョークコンバータの特性上、
スイッチング周波数は入力電圧が高い程、また負荷電力
が小さい程高くなるが、スイッチング周波数が高くなる
と、ベース電流の直流成分が相対的に減少し定電流ドラ
イブの効果が薄れる。またスイッチングトランジスタ
（22）のスイッチング損失が増加する。

本発明は以上の様な点を改善するために創案されたリン
ギングチョークコンバータ用高効率ベースドライブ回路
を提供することを目的としている。

問題点を解決するための手段 第１図は本発明の第１の実施例である。第１図におい
て、（１）は一次巻線、（２）はスイッチングトランジ
スタ、（３）は帰還巻線であってコンデンサ（４）と抵
抗（５）とコンデンサ（12）を介してスイッチングトラ
ンジスタ（２）のベースとエミッタに接続されている。
スイッチングトランジスタ（２）がオフの期間に帰還巻
線（３）に発生する電圧はダイオード（８）とダイオー
ド（６）とによって整流されてコンデンサ（７）に充電
される。コンデンサ（７）の端子（7a）はスイッチング
トランジスタ（２）のエミッタに接続されており端子
（7b）は定電圧ダイオード（131）とトランジスタ（13
2）とからなる定電圧制御回路（13）の検出端子（13a）
に接続されている。またコンデンサ（７）の端子（7b）
はトランジスタ（９）と抵抗（10）を介してスイッチン
グトランジスタ（２）のベースに接続されている。トラ
ンジスタ（９）のベースは抵抗（11）を介して帰還巻線
（３）の端子（3b）に接続されている。

第２図は本発明の第２の実施例図である。第２図におい
て、（14）は単安定マルチバイブレータであってトリガ
入力端子（14a）と出力端子（14b）を有しており動作に
必要な電源はコンデンサ（７）の両端の電圧によって供
給されている。トリガ入力端子（14a）は帰還巻線
（３）の端子（3a）に抵抗（17）を介して接続され出力
端子（14b）は抵抗（18）を介して定電圧制御回路（1
3）を構成しているトランジスタ（132）のベースに接続
されている。（15）はコンデンサであって一次巻線
（１）と共振回路を作る。（16）は抵抗であってコンデ
ンサ（15）を流れる電流を制限する。

作用 第１図において、スイッチングトランジスタ（２）のオ
フの期間に帰還巻線（３）に発生する電圧はダイオード
（６）とダイオード（８）とによって整流されコンデン
サ（７）に充電される。コンデンサ（７）の充電電圧は
定電圧制御回路（13）によって一定に保たれている。ま
たコンデンサ（12）にはコンデンサ（７）の電圧よりダ
イオード（６）のV_F分だけ高い電圧が充電される。スイ
ッチングトランジスタ（２）のオンの期間に帰還巻線
（３）に発生する電圧はコンデンサ（４）と抵抗（５）
とコンデンサ（12）を介してスイッチングトランジスタ
（２）のベースをドライブするが、回路の時定数により
ベース電流は減衰曲線を描く。またこのベース電流によ
ってコンデンサ（12）の電圧がコンデンサ（７）の電圧
よりトランジスタ（９）の−V_BE（sat）分だけ下まわる
値に達すると電流はコンデンサ（７）と抵抗（11）を介
してトランジスタ（９）のベースに流れトランジスタ
（９）はオン状態になる。トランジスタ（９）がオン状
態になるとスイッチングトランジスタ（２）のベースに
はコンデンサ（７）の放電による電流が抵抗（10）を介
して流れ始める。

第２図において、スイッチングトランジスタ（２）がオ
ン状態からオフ状態に移行する時、帰還巻線（３）の端
子（3a）の電位は正電位から負電位に変る。この電位の
変化によって単安定マルチバイブレータ（14）はトリガ
され一定のパルス幅の電圧が出力される。この一定のパ
ルス幅の出力が定電圧制御回路（13）のトランジスタ
（132）をオン状態にして回路をロック状態にする。リ
ンギングチョークコンバータのスイッチング周波数が低
く、スイッチングトランジスタ（２）のオフ期間が単安
定マルチバイブレータ（14）の出力パルス幅より長い場
合は、スイッチング周波数は単安定マルチバイブレータ
（14）による影響を受けないが、スイッチング周波数が
高くなり、スイッチングトランジスタ（２）のオフ期間
が単安定マルチバイブレータ（14）の出力パルス幅より
短くなると、スイッチングトランジスタ（２）はオフ期
間を過ぎてもオン状態に移行できずロック状態に入る。
ロック状態に入ると一次巻線（１）とコンデンサ（15）
と抵抗（16）とが作る共振回路により振動電流が流れる
が、この振動電流によって帰還巻線（３）には正弦波の
電圧が誘起される。単安定マルチバイブレータ（14）の
出力パルスによるロック状態が解除されて、かつ帰還巻
線（３）の両端に発生している正弦波がスイッチングト
ランジスタ（２）のベースを順方向にバイアスする極性
に変った時にスイッチングトランジスタ（２）はオン状
態に移行する。

実施例 本発明の第１の実施例を第１図に示す。第１図におい
て、（１）は一次巻線であり、そのインダクタンスはス
イッチング周波数を決定する１つの要素となっている。
（２）はスイッチングトランジスタで一次巻線（１）を
流れる電流のオン・オフを行なう素子である。（３）は
一次巻線（１）と電磁的に結合している帰還巻線であ
り、一方の端子（3a）はコンデンサ（４）と抵抗（５）
を介してスイッチングトランジスタ（２）のベースに接
続され他方の端子（3b）はコンデンサ（12）を介してス
イッチングトランジスタ（２）のエミッタに接続され自
励発振のためのループ回路を形成している。（６）及び
（８）はいずれも整流ダイオードであり、スイッチング
トランジスタ（２）のオフの期間に帰還巻線（３）に発
生する電圧のみを導通しコンデンサ（７）に充電してい
る。コンデンサ（７）の両端の電圧を定電圧制御する定
電圧制御回路（13）は、コンデンサ（７）の一方の端子
（7a）がスイッチングトランジスタ（２）のエミッタに
接続されているため、定電圧ダイオード（131）とトラ
ンジスタ（132）と抵抗（133）とからなる簡易な回路で
構成できる。コンデンサ（７）の両端の電圧による電流
はトランジスタ（９）と抵抗（10）を介してスイッチン
グトランジスタ（２）のベースに流れる。スイッチング
トランジスタ（２）のオフの期間にコンデンサ（12）に
充電される電圧はコンデンサ（７）の電圧よりダイオー
ド（８）のV_F分だけ高い。スイッチングトランジスタ
（２）がオフからオンに変わる時は、まず帰還巻線
（３）に発生する電圧によってスイッチングトランジス
タ（２）のベースは順方向にバイアスされるが、その電
流は帰還巻線（３）とスイッチングトランジスタ（２）
のベース・エミッタを結ぶループ回路の時定数により減
衰電流となる。このベース電流によりコンデンサ（12）
の両端の電圧は下がり始めるが、その電圧がコンデンサ
（７）の両端の電圧よりトランジスタ（９）の−V_BE（s
at）分だけ下まわる値に達すると、ループ回路を流れて
いた電流はコンデンサ（７）とトランジスタ（９）と抵
抗（11）を結ぶ回路を流れる様になりトランジスタ
（９）はオン状態となりコンデンサ（７）は放電を開始
する。コンデンサ（７）の放電電流は抵抗（10）を介し
てスイッチングトランジスタ（２）のベースに流れる。
スイッチングトランジスタ（２）をドライブすることに
よる電力損失のうちコンデンサ（７）の充放電による損
失をPdとすると、Pdはコンデンサ（７）の両端の電圧を
V_S、抵抗（10）の値をRd、スイッチングの周期をＴ、ス
イッチングトランジスタ（２）のオン期間をTon、ダイ
オード（６）と（８）の各々の順方向電圧を一定と仮定
しV_Fとして次式の様に表わすことができる。

第４図に示した従来の方式においては、コンデンサ（2
7）の充放電による損失をPd′とすると、Pd′はその他
の条件が第１図の場合と同じと仮定して次式の様に表わ
すことができる。（但し、Toff＝Ｔ−Ton） 従って、第１図の場合は第４図に示した従来の方式に比
べ次式で示される電力を省力することができる。

本発明の第２の実施例を第２図に示す。第２図において
第１図と共通する部分には同一符号が付されている。第
２図の回路は第１図の回路に単安定マルチバイブレータ
と共振回路を付したものである。第２図において、（1
4）は単安定マルチバイブレータであって、コンデンサ
（７）の両端の電圧を電源とし、トリガ入力端子（14
a）は抵抗（17）を介して帰還巻線（３）の一方の端子
（3a）に接続され、出力端子（14b）は抵抗（18）を介
して定電圧制御回路（13）のトランジスタ（132）のベ
ースに接続されている。単安定マルチバイブレータ（1
4）の出力パルス幅をTdとし、コンデンサ（141）と抵抗
（142）の値を各々CmとRmとすると、Tdは次式で表わす
ことが知られている。

Td≒0.69・Rm・Cm スイッチングトランジスタ（２）のオフ期間がこのパル
ス幅より短かくなると、オフ期間が過ぎてもオンに移行
できない期間が生じ、一次巻線（１）とコンデンサ（1
5）と抵抗（16）による共振回路に振動電流が生する。
この振動電流はコンデンサ（15）の容量と一次巻線
（１）のインダクタンスによって定まる一定の周期を持
っており、周期をTrとし、コンデンサ（15）の容量をC
r、一次巻線（１）のインダクタンスをL_Pとすると、Tr
は次式で表わせることが知られている。

スイッチングトランジスタ（２）のオフ期間が単安定マ
ルチバイブレータ（14）の出力パルス幅より短い場合の
回路の波形を第4A図〜第4Dに示した。第4A図は単安定マ
ルチバイブレータ（17）の出力パルスの波形である。第
4A図において、t₁はトリガされる時刻であり、t₂はパル
スの終る時刻である。第4B図はスイッチンズトランジス
タ（２）のコレクタ・エミッタ間の電圧波形である。第
4B図において、t₁はスイッチングトランジスタ（２）が
オフ状態に移行する時刻であり、t₃はオフ状態から共振
状態に移行する時刻である。また第4B図において、t₄は
スイッチングトランジスタ（２）がオン状態に移行する
時刻である。

第4C図は帰還巻線（３）の両端の電圧を端子（3a）を正
側としてみたときの電圧波形である。第4D図はスイッチ
ングトランジスタ（２）のコレクタ電流の波形である。
第4D図において、t₅はスイッチングトランジスタ（２）
がオフ状態に移行する時刻である。また第3D図において
（t₅−t₁）がリンギングチョークコンバータの発振の周
期である。

第２図に示したベースドライブ回路を有するリンギング
チョークコンバータにおいては、共振状態が発生する寸
前、すなわちFoff＝Tdとなる寸前の周期が最も短かくな
りスイッチングトランジスタ（２）のスイッチング損失
も、またスイッチングトランジスタ（２）のベースドラ
イブ損失も、それらの負荷に供給する電力に対する比率
が最大になる。従って、Toff＝Tdとなる条件を適当に設
定することにより、より軽負荷運転時におけるスイッチ
ング損失とドライブ損失を軽減することができる。

発明の効果 以上述べてきた様に、この発明は比較的簡易な回路構成
で、スイッチングトランジスタのベースドライブ損失を
小さくすることができ、またスイッチングトランジスタ
のスイッチング損失を小さくすることができた。実用的
にも極めて有用であり、特に入力電圧範囲が広く、かつ
負荷条件が数ワットのスタンバイ状態と数十ワットから
百ワットの全負荷状態を交互に繰返す運転条件の電源と
しては最適である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例のベースドライブ回路を
示す回路図である。第２図は本発明の第２の実施例のベ
ースドライブ回路を示す回路図である。第４図は第２図
の回路の各部の波形図である。第３図は従来方式の原理
図である。第１図、第２図において、（１）は一次巻
線、（２）スイッチングトランジスタ、（３）は帰還巻
線、（４）はコンデンサ、（５）は抵抗、（６）はダイ
オード、（７）はコンデンサ、（８）はダイオード、
（９）はトランジスタ、（10）は抵抗、（11）は抵抗、
（12）はコンデンサ、（13）は定電圧制御回路、（14）
は単安定マルチバイブレータ、（15）はコンデンサ、
（16）は抵抗、（17）は抵抗、（18）は抵抗である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】リンギングチョークコンバータのトランス
   の一次巻線（１）と、 前記一次巻線（１）に直列に接続されたスイッチングト
   ランジスタ（２）と、 前記一次巻線（１）と電磁的に結合されている帰還巻線
   （３）と、 前記スイッチングトランジスタ（２）のオン期間に前記
   帰還巻線（３）に発生する電圧によって前記スイッチン
   グトランジスタ（２）のベースに順方向バイアス電流が
   流れる様に前記帰還巻線（３）の一方の端子（3a）と前
   記スイッチングトランジスタ（２）のベースとの間に接
   続されているコンデンサ（４）と抵抗（５）とからなる
   回路と、 前記帰還巻線（３）の一方の端子（3a）と前記スイッチ
   ングトランジスタ（２）のエミッタとの間に、前記帰還
   巻線（３）が前記スイッチングトランジスタ（２）のオ
   フの期間に発生する電圧に対して導通する方向に接続さ
   れたダイオード（６）と、 前記帰還巻線（３）の他方の端子（3b）と前記スイッチ
   ングトランジスタ（２）のエミッタとの間に接続されて
   いる、一方の端子（7a）が前記スイッチングトランジス
   タ（２）のエミッタに接続されているコンデンサ（７）
   と前記帰還巻線（３）が前記スイッチングトランジスタ
   （２）のオフの期間に発生する電圧に対して導通する方
   向に接続されているダイオード（８）とからなる直列回
   路と、 一方の端子（7a）が前記スイッチングトランジスタ
   （２）のエミッタに接続されている前記コンデンサ
   （７）の他方の端子（7b）と前記スイッチングトランジ
   スタ（２）のベースとの間に接続されたトランジスタ
   （９）と抵抗（10）とからなる直列回路と、 前記トランジスタ（９）が、前記スイッチングトランジ
   スタ（２）のオンの期間に前記帰還巻線（３）に発生す
   る電圧によってオンとなる様に接続されている抵抗（1
   1）と、 前記帰還巻線（３）の他方の端子（3b）と前記スイッチ
   ングトランジスタ（２）のエミッタとの間に接続された
   前記コンデンサ（７）と前記ダイオード（８）とからな
   る直列回路にパラレルに接続されたコンデンサ（12）
   と、 一方の端子（7a）が前記スイッチングトランジスタ
   （２）のエミッタに接続されている前記コンデンサ
   （７）の両端の電圧を検出して前記スイッチングトラン
   ジスタ（２）の順方向ベース電流を制御する定電圧制御
   回路（13）とからなり、 これによって前記スイッチングトランジスタ（２）のベ
   ースをドライブする電圧源が定電圧となることを特徴と
   するリンギングチョークコンバータ用高効率ベースドラ
   イブ回路。
2. 【請求項２】特許請求範囲（１）に記載のリンギングチ
   ョークコンバータ用高効率ベースドライブ回路に、 一方の端子（7a）が前記スイッチングトランジスタ
   （２）のエミッタに接続されている前記コンデンサ
   （７）の両端の電圧によって電源の供給を受け、前記ス
   イッチングトランジスタ（２）がオンからオフに切り換
   る時に前記帰還巻線（３）に発生する電圧の変化によっ
   てトリガされ一定周期のパルスを前記定電圧制御回路
   （13）に印加して前記スイッチングトランジスタ（２）
   を強制的に一定期間オン状態に移行させない様に接続さ
   れている単安定マルチバイブレータ（14）と、 前記一次巻線（13）と共振ループを作る様に接続されて
   いるコンデンサ（15）と抵抗（16）の直列回路と、を更
   に付加することによってスイッチング周波数の上限を設
   定してスイッチングロスの増加を抑えることを特徴とす
   るリンギングチョークコンバータ用高効率ベースドライ
   ブ回路。