JPH02244904A - 誘導負荷駆動用パワーｍｏｓｆｅｔ保護回路 - Google Patents

誘導負荷駆動用パワーｍｏｓｆｅｔ保護回路

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JPH02244904A
JPH02244904A JP2018814A JP1881490A JPH02244904A JP H02244904 A JPH02244904 A JP H02244904A JP 2018814 A JP2018814 A JP 2018814A JP 1881490 A JP1881490 A JP 1881490A JP H02244904 A JPH02244904 A JP H02244904A
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    • H—ELECTRICITY
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明はパワー用金属酸化物半導体電界効果トランジ
スタ（ＭＯＳＦＥＴ）に対する誘導電圧保護回路（スナ
バ回路〕に関し、特に、集積回路（ＩＣ）で実装可能な
（幕護回路に関する。
従来技術及びこの発明が解決しようとする課題一般に、
誘導電圧スナバ回路は誘導負荷への電流の供給をトラン
ジスタでしゃ断する場合の制御に用いられる。電流しゃ
断時の過渡電圧ＶＩ、は次式で表わされる。
ＶＬ二Ｌ　ｘ　（ｄｉＬ／ｄｔ） ここに、Ｌは負荷のインダクタンスであり、ｄｉｌ／ｄ
ｔは負荷電流ＩＬの変化率である口 この発明のスナバ回路はトランジスタのターンオフ速度
？制＃することによってこの過渡電圧■Ｌ２抑えること
ができる。自動車の燃料噴射器駆動回路のアプリケーシ
ョンに使用される通常のスナバ回路を第１図に示す。
第１図におい℃１回路１０に通常の燃料噴射器のソレノ
イドコイル１４を周期的に駆動するためにＭＯＳＦＥＴ
１２をオンとオフにバイアスする〇自動車の点火電圧（
ＩＧＮ）がソレノイドコイル１４の端子に供給され５第
２の電圧（２Ｖｅｃ）がスイッチ１８を介してＭＯＳＦ
ＥＴ１２のゲート（９に加えられ、スイッチ１８がオン
のときにＭＯＳＦＥＴ１２Ｙ導 デ７　サ３　２　ト３　４４！ＭＯ３ＦＥＴ　１　２＋
７）内Ｂキャパシタンスであり．各々．ゲート・ドレイ
ン間キャパシタンス（Ｃｇｄ）、ゲート・ソース間キャ
パシタンス（ｃｇｓ〕を表わ丁，残りの回路要素、即ち
。
ダイオード２０．ツェナーダイオード２２１抵抗２４、
コンデンサ２６，及び電流源２８によりスナバ回路が構
成される，このスナバ回路はスイッチ１８がオフ、スイ
ッチ６０がオンとなるＭＯＳＦＥＴＩ２のターンオン時
に動作する。
スイッチ１８がオンでスイッチ３０がオフのときはゲー
）ｇＫはぼ２ＶＣＣが加ワ＃）　、　ＭＯＳＦＥＴ１２
のドレイン・ソース回路は導通状態にバイアスされる。
この状態で１丁ダイオード２０は逆方向にバイアスされ
，ツェナーダイオード２２，抵抗２４及びＭＯＳＦＥＴ
１　２０ドレイン・ソース回路を介する制■信号は阻止
される。
ＭＯＳＦＥＴＩ　２の導通をしゃ断するため、スイッチ
１８を開き、スイッチ３０を閉じると電流ソース２８に
よりゲート容置Ｃｇｓの放電が開始し２Ｍ０３ＦＥＴ１
２がコイル電流ｉ１？：Ｌ中断しようとしてドレイン・
ソース間電圧Ｖｄｓが上記式（１）に従って急激に上昇
する。このドレイン東ソース間電圧Ｖｄｓの上昇により
ダイオード２０に順方向のバイアスが加わり，ツェナー
ダイオード２２が降服電圧をただちに超えてしまう。し
たがってツェナーダイオード２２１マ導通し、制限抵抗
２４な介してゲートｇＫｉ流を通してＭＯＳＦＥＴ１２
の部分的な導通を持続させる。これにより、ソレノイド
コイル１４の電流変化速度が抑えられ、ドレイン電圧Ｖ
ｄが下げられる。最終的にドレイン・ソース間型圧Ｖｄ
ｓはツェナーダイオード２２の降服電圧以下にまで下が
り、電流源２８によりＭＯＳＦＥＴ１２のターンオフが
完了する。ゲート電圧Ｖｇの急激な変化を防止して不安
定な動作を避けるためにコンデンサ２６が必要である。
このように従来の誘導電圧スナバ回路は、構成は簡単で
あるがいくつかの欠点をもっている。第１に、安定化の
ために必要なコンデンサ２６のためにターンオンとター
ンオフの時間が延びてしまう。これにより、誘導電圧回
路の時間応答性が悪くなり、燃料噴射器駆動回路のよう
に、高速の応答か要求される用途では重大な問題となる
。更に。
外部部品２０．２２．２４．２６にコストがかかり、そ
の実装のための回路板スペースもかなり大きくなる。
課題な解決するための手段 本発明による誘導電圧保護回路を請求項１の特徴部に記
載の構成によって特徴付けられる。
本発明の誘導電圧スナバ回路は通常の誘導電圧スナバ回
路の問題点を解消しつつ、過渡的な誘導電圧からＭＯＳ
ＦＥＴを十分に保護することができるｅ、後述するよ５
にこの発明の誘導電圧スナバ回路は安定化用のコンデン
サな不要にし、ドレイン・ソース間電圧検出用の低ワツ
ト数の２つの抵抗を除いて回路のすべてを集積化可能で
ある。
本発明によれば、ＭＯＳＦＥＴのターンオフ１工検出し
たドレイン・ソース間電圧に応答して２つの回路段で制
御される。ターンオフ開始時に、電流源が動作してゲー
トのキャパシタンスを放［し２スナバ回路は放電電流の
大きさを検出したドレイン・ソース間電圧に従って制御
してドレイ／・ソース間電圧を非破壊レベルに安定化さ
せる。ドレイン・ソース間電圧が限界値に近づくと、電
流付加回路が、検出したドレイン・ソース間電工の大き
さに従ってゲートに電流を付加してＭＯＳＦＥＴの導通
状態を持続させる。負荷に蓄積された誘導エネルギーが
相当址消費されるとドレイン・ソース間電圧が下がり始
める。この時点で、１！流付加回路は不動作となり、電
流源の導通度が増してＭＯＳＦＥＴのターンオフが完了
する。ＭＯＳＦＥＴのゲー）Ｉｆｆ流はドレイン・ソー
ス間電圧の上昇に応じて連続的に制御されるので安定化
のためにＭＯＳＦＥＴの内部キャパシタンスだけで十分
であり、外部コンデンサな付加する必要はない。
実施例 以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。
第２図にこの発明による誘導電圧スナバ回路を示す。第
１図と同じ回路素子には同じ参照番号を付しである。前
と同様に、スイッチ１８は周期的に開閉してＭＯＳＦＥ
Ｔ１２　（パワートランジスタ〕を順方向にバイアスし
、このスイッチ１８の動作と対応してスイッチ６０１工
開閉してｈ４０３ＦＥＴのターンオフ時に誘導電圧スナ
バ回路を動作させる。
ソレノイドコイル１４とＭＯＳＦＥＴの内部キャパシタ
ンス３２．３４も同様に示される。前と同様に、ソレノ
イドコイル１４は点火電圧Ｉ　Ｇ　Ｈによって駆動され
、補助の高電圧＠　’ｌ　Ｖ　ｃｃによりＭＯＳＦＥＴ
Ｉ２が順方向にバイアスされる。しかし、第１図に示す
駆動回路とは対照的に、第２図の駆動回路では２つの素
子（抵抗８８．９０）のみが集積回路で実装可能なトラ
ンジスタ制御論理回路の外付は部品となる。
第１図の電流源２８に相当する電流源はトランジスタ４
０　、４２　、４４　、４．６と抵抗４８．５０゜５２
．５４を含む電流ミラー回路（電流シンク手段〕によっ
て構成される。この電流ミラー回路の基準電流はマルチ
コレクタトランジスタ４６のコレクタ電流１１と抵抗４
８を通る電流１２との和によって形成される。電流ｌｌ
は抵抗５２．５４を介して接地されたトランジスタ４６
の基準コレクタ５６の電流によって定められる。図示の
ように電流口は基準コレクタ電流の６倍である。トラン
ジスタ５８１工通常非導通であるが、後述するように、
ターンオフ中に動作し℃端子６０の電圧？上昇させ、そ
れによって基準電流成分１１を制１１ｉ４１″ｆる。
トランジスタ６４．６６．６８と抵抗７０．５２゜５４
により第２の電流ミラー回路（電流ソース手段）が構成
される。その基準電流１８は抵抗７０と、抵抗５２．５
４を介して１１方向に７（イアスされるトランジスタ６
４とによって形成される。慇準電流ｉ３［ｔ）ランジス
タロ６を順方向にバイアスしてトランジスタ６８のエミ
ッタコレクタ回路の電流値にほぼ等しい大きさをもつミ
ラー電流な発生する。トランジスタ６８のコレクタはト
ランジスタ７２０ベースに直接接続されるとともに。
プルアップ抵抗７４を介してＶＣＣで示す補助電圧源に
接続される。一方、トランジスタ７２は７６で示す電流
付加回路の動作を制御する。ＭＯＳＦＥＴ１２の導通中
は、トランジスタ５８は非導通であり、基準電流１３の
ミラー電流はトランジスタ７２を非導通状態にする程度
に大きく、そのため電流付加回路７６は不動作となる。
後述するように。
ターンオフ中ハ、トランジスタ５８は導通して端子６０
の電圧を上昇させる。これにより基準電流ｉ３が減少し
、トランジスタ７２はプルアップ抵抗７４な介して１１
方向にノ（イアスされる。
電流付加回路７６は抵抗８０．８２と、高電圧源２ＶＣ
ＣとＭＯＳＦＥＴ１２のゲートｇとの間に接続されたマ
ルチコレクタトランジスタ７８とを有する。トランジス
タ７２か１＠方向に）（イアスされるとマルチコレクタ
トランジスタ７８も順方向にバイアスされ、基準コレク
タ８４の電流によりて定められる電流がＭＯＳＦＥＴ１
２のゲートｇ（制御端子）に注入される。
ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン・ソース間電圧は外部抵抗
８８と９０とから成る抵抗分圧回路（検出手段）の接合
点８６の電圧によりて検出される。
接合点８６は、トランジスタ５８０ベースに接続され、
そのため、トランジスタ５８はドレイン・ソース間電圧
Ｖｄｓが分圧抵抗５２．５４と、８８゜９０とで定めら
れるしきい値に達したときにσ）み順方向にバイアスさ
れる。ＭＯＳＦＥＴ１２の導通中は、Ｖｄｓは非常に小
さり、トランジスタ５８をま逆方向（てバイアスされる
。しかし、ＭＯＳＦＥＴ１２のターンオフ時に（ヱドレ
イン・ソース間電圧カ十分に上昇し、後述するように基
準電流目−１３を減少させるためにトランジスタ５８を
順方向にバイアスする。
ＭＯ３ｌｉ”ＥＴｌ　２のゲートｇ１７）順方向バイア
ス電圧を除くためスイツチ１８が開くとスイツチ３０１
工開いて基準電流１１と１２とによりトランジスタ４０
が導通状態にバイアスされる。このトランジスタ４０の
エミ１り・コレクタ電流により抵抗５０を介してトラン
ジスタ４２と４４が導通状態にバイアスされ、基準電流
口と１２の和のミラー基準電流がトランジスタ４２のエ
ミッタ・コレクタ回路に流れる。トランジスタ４２と４
４の相対的な面積に従い、トランジスタ４４は基準電流
（ｉｘ＋ｉｚ）のほぼ８倍の電流を通す。これによ１）
、ＭＯ８ＦＥＴＩ　２のゲート容ｔｃｇｓが放電を開始
し、ソレノイドコイル１４の電流をしゃ断しようとする
。この時点で残りの回路要素の動作は基本的には変化し
ていない。
ゲート容置Ｃｇｓの放電に伴いＭＯ８ＦＥＴＩ　２がタ
ーンオフを開始し、ソレノイドコイルに蓄積された誘導
エネルギーのためにドレイン・ソース間電圧Ｖｃｌｓが
急激に立上る。分圧回路の端子８６Ｉ７）電位が端子６
０の電圧より、ダイオードの電圧降下分以上に高くなる
とトランジスタ５８は順方向にバイアスされる。これに
より、抵抗５４を流れる電流が増し、端子６０の電圧が
上昇する。
端子６０の電圧上昇によりトランジスタ４６と６４のバ
イアス電圧が共に上昇し、各々のエミッタ、コレクタ回
路を通る電流が減少する。トランジスタ４６の方では基
準電流成分自が減少し。
電流ミラートランジスタ４０゜４２．４４の導通度が低
下する。これにより、ＭＯＳＦＥＴのゲート容普Ｃｇｓ
の放電速度が減少し、第１図のコンデンサ２６のような
外付けのゲートコンデンサなしでもドレイン・ソース間
電圧を破壊レベル以下に維持し、安定させることができ
る。トランジスタ４６が完全にオフにバイアスされても
基準電流ｉ２１工連続的に存在するので制限された電流
シンクの能刀を維持できる。
トランジスタ６４の導通度の低下により電流ミラートラ
ンジスタ６６．６８の導通度が低下し。
トランジスタ７２のバイアス電圧が上昇する。ドレイン
・ソース間電圧が限界値に近づくにつれ抵抗７４を介し
てトランジスタ７２は順方向にバイアスされ、電流付加
回路７０かもマルチコレクタトランジスタ７８の並列接
続コレクタを介してＭＯ３ＦＥＴゲートｇに電流が付加
される。
ソレノイドコイル１４の誘導エネルギーが相当量消失さ
れるとドレイン・ソース間電圧が下がり出し、トランジ
スタ４６と６４の導通度が増す。
トランジスタ６４の導通度の増加によりトランジスタ７
２はターンオフし、これにより電流付加回路７６もター
ンオフする。またトランジスタ４６４通度の増加により
電流ミラートランジスタ４０゜４２．４４の導通度が増
加し、やがてゲート容量Ｃｇｓは完全に放電さ汰ンレノ
イドコイル１４の電流しゃ断が完了する。
効果 以上述べたように、この発明の肪導電圧スナノ（回路に
おける２段階動作により、ＭＯＳＦＥＴ１２は確実に保
護されるとともに外部スナノく部品数を減らすことがで
き、安定化用のゲートコンデンサは不要となる。これに
よりＭＯＳＦＥＴ１２の導通状態の切替に要する時間を
短縮でき、かつ駆動回路全体のコストを削減できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は負荷電流のしゃ断時におけるＭＯ３ＦＥＴ保護
用の通常の誘弄璽圧スナバ回路を有する誘導負荷のＭＯ
３ＦＥＴ駆動回路の回路図。 第２図はこの発明の誘導電圧スナバ回路な有する誘導負
荷のＭＯ３ＦＥＴ駆動回路の回路図である。 １２：ＭＯＳＦＥＴ、　　　ｇ：　ゲート、　　１４：
誘導負荷、　　８８．９０：分圧抵抗、　２８：電流源
、　　　６４．６６．６８．７２・・・トランジスタ。 ７０．７４・・・抵抗、　　７６：電流付加回路、４０
．４２．４４・・・トランジスタ、　　５８・・・トラ
ンジスタ、　　　６４，６６．６８・・・トランジスタ
。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、パワートランジスタ（１２）の制御端子（ｇ）に定
    期的に供給する導通制御信号により、前記パワートラン
    ジスタ（１２）を導通して電流を誘導負荷（１４）に供
    給する供給回路に対し、前記導通制御信号の除去時に負
    荷電流をしゃ断し、前記パワートランジスタを過渡誘導
    電圧による損傷から保護するための誘導電圧保護回路に
    おいて、前記パワートランジスタ（１２）における過渡
    誘導電圧の大きさを検出する手段（８８、９０）と、前
    記導通制御信号の除去時に動作して前記パワートランジ
    スタ（１２）の前記制御端子（ｇ）から、検出された過
    渡電圧に従って調整される大きさの電流をシンクして前
    記パワートランジスタ（１２）の過渡誘導電圧の上昇速
    度を安定化させる電流シンク手段（２８）と、検出され
    た過渡誘導電圧が限界値に近づくと動作して前記パワー
    トランジスタ（１２）の前記制御端子（ｇ）に付加電流
    を供給して、前記誘導負荷（１４）に蓄積されたエネル
    ギーが相当量消失するまで前記パワートランジスタ（１
    ２）の導通を持続させ、その後前記電流シンク手段によ
    り前記パワートランジスタ（１２）のターンオフが完了
    するようにする電流ソース手段（６４−７６）と、を含
    む誘導電圧保護回路。 ２、請求項１記載の誘導電圧保護回路において、前記電
    流シンク手段は供給される基準電流に従って前記パワー
    トランジスタ（１２）の前記制御端子（ｇ）から電流を
    シンクする電流ミラー回路（４０−４４）と、前記導通
    制御信号の除去時には比較的大きく、その後、検出され
    る過渡誘導電圧の上昇に伴って減少する基準電流を前記
    電流ミラー回路に供給する基準電流手段（４６）とを含
    むこと。 ３、請求項１記載の誘導電圧保護回路において、前記電
    流シンク手段は供給される基準電流に従って前記パワー
    トランジスタ（１２）の前記制御端子（ｇ）から電流を
    シンクする電流ミラー回路（４０−４４）と、前記電流
    シンク手段の動作時には比較的大きな基準電流を前記電
    流ミラー回路に供給する基準電流手段と、検出された過
    渡誘導電圧がしきい値を超えたときに動作し、検出され
    た過渡誘導電圧が更に上昇するのに従つて前記基準電流
    手段の供給する電流を減少させる電圧応答手段（５８）
    とを含むこと。 ４、請求項１記載の誘導電圧保護回路において、前記電
    流シンク手段は、前記導通制御信号の除去時には比較的
    大きな値をもつ第１の基準電流に従って前記パワートラ
    ンジスタ（１２）の前記制御端子（ｇ）から電流をシン
    クする第１の電流ミラー（４０−４４）を含み、前記電
    流ソース手段は前記導通制御信号の除去時には比較的小
    さな値をもつ第２の基準電流に従って前記パワートラン
    ジスタ（１２）の前記制御端子（ｇ）に付加電流を供給
    する第２の電流ミラー（６４−６８）と、検出された過
    渡誘導電圧がしきい値を超えたときに動作し、検出され
    た過渡誘導電圧が更に上昇するのに従って前記第１の基
    準電流を減少させて前記パワートランジスタ（１２）の
    過渡誘導電圧の上昇速度を安定化させ、検出される過渡
    誘導電圧が更に上昇するのに従つて前記第２の基準電流
    を増加させて前記誘導負荷（１４）に蓄積されたエネル
    ギーが相当量消失されるまで前記パワートランジスタの
    導通を持続させる電流応答手段（５８）とを含むこと。
JP2018814A 1989-01-30 1990-01-29 誘導負荷駆動用パワーｍｏｓｆｅｔ保護回路 Expired - Fee Related JPH0671200B2 (ja)

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US303423 1989-01-30

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