JPH02250410A - フィルタ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、ＰＷＭ（パルス幅変調）サーボアンプとモ
ータとの間に挿入されるフィルタ回路に関し、特にＥＭ
Ｉ（電磁干渉）のＲＥ（放射妨害）対策に有効なフィル
タ回路に関するものである。

［従来の技術］ ＰＷＭ方式のサーボアンプは、電力効率の良さ等の利点
が多く近年著しく注目をあびているが、その反面、電磁
障害を引き起こし易い等の問題点も少なくない０例えば
、当社製品にＰＷＭサーボアンプを使用した場合、 〈１）Ｔ＾５６５４に対しては、テレビ又はＣＲＴの画
像が乱れる。

（２）Ｔ＾５６５６に対しては、制御装置等のロジック
が外乱される。

（３）Ｔ＾５６６４対しては、ジャイロのバランス回路
等のアナログ信号にノイズが発生する。

などの具体的な電磁障害が発生する。

これら電磁障害の原因は、ＰＷＭサーボアンプの出力電
圧波形がパルス状であり、電圧の立ち上がり及び立ち下
がりが急峻であるために、基本的に無限大の周波数成分
を含むことにあると思われる。又、ＰＷＭサーボアンプ
の出力インピーダンスが低いため、アンプ損失電力の一
部が電磁エネルギに変換されたとしても、一般の他機器
に比べて電磁放射エネルギが大きいことにも起因してい
る。

この対策としてはＰＷＭサーボアンプの出力電圧波形を
鈍らせることが必要であるが、例えば電力Ｎ０Ｓ−ＦＥ
Ｔを直接制御すると、発熱により電力効率が低下するの
で、従来よりＬＣフィルタ回路が用いられている。

第１０図は従来のフィルタ回路を示す回路図であり、図
において、（１）及び（２）は入力端子、（３）及び（
４）は各入力端子に接続されたコイル、（５）はコイル
（３）及び（４）の各一端の間に接続されたコンデンサ
、（６）及び（７）はコンデンサ（５）の両端に接続さ
れた出力端子、■ｉは入力端子（１）及び（２）の間の
入力電圧、ｖＯは出力端子（６）及び（７）の間の出力
電圧である。

入力端子（１）及び（２）にはＰＷＭサーボアンプ（図
示せず）の出力端子が接続され、出力端子（６）及び（
７）には負荷となるモータ（ｆ＆述する）が接続される
ようになっている。

次に、第１１図〜第１４図を参照しながら、第１０図に
示した従来のフィルタ回路の動作特性について説明する
。

いま、各コイル（３）及び（４）のインダクタンスをし
、コンデンサ（５）の静電容量をＣとすると、利得及び
位相を示す伝達間数Ｇは、 Ｇ＝Ｖｏ／Ｖｉ ＝（１／ＣＳ）／（２ＬＳ＋１／Ｃ５）＝１／（１＋２
ＬＣ、Ｓ２）　　　　　　・・・■但し、Ｓニラプラス
変換の演算子 で表わされる。■式から明らかなように、コイル（３）
、（４）及びコンデンサ（５）を用いたフィルタ回路は
必ず共振点を有し、このときのダンピングファクタζは
零であることが分かる。

例えば、Ｌ−１［ｍＨｌ、Ｃ＝　０．００５［μＦ］と
して、２ＬＣ＝１０−１１とすると、出力電圧Ｖｏの利
得ＧＶ及び位相φＶの周波数特性は第１１図のようにな
り、角周波数ω０が３．５Ｘ　１０’［ｒａｄ／秒コ付
近の共振点において、利得ａＶが０ｄＢ（−点鎖線）か
ら２５ｄ　Ｂ付近まで急増した後に減少し、位相φＶが
０°から−１８０゜（破線〉に急変する。

第１２図は第１０図のフィルタ回路に負荷を接続したと
きの回路図であり、（１０）は出力端子（６）及び（７
）の間に接続されたモータである。モータ（１０）は、
等価的に、コイル（１１）及び抵抗器（１２）の直列回
路、並びに、逆起電圧（図示せず）で表わすことができ
る。

ここで、コイル（１１）のインダクタンスをＬｍ、抵抗
器（１２）の抵抗値をＲ−とすれば、伝達関数Ｇは、Ｇ
＝Ｖｏ／Ｖｉ ＝［Ｓ／２ＬＣ＋ＲｅＩ／２ＬＣＬ＋＊］／［Ｓ’＋Ｒ
輸Ｓ　”／Ｌｍ＋　（２Ｌ＋Ｌｍ）Ｓ　／２ＬＣＬｍ＋
　Ｒ鴎／２ＬＣＬ’ｓｌ・・・■ となり、■式内の各定数を考慮しない限り共振点を有す
ることが分かる。

例えば、Ｌ　＝　０．５［鎗Ｈ］、Ｃ＝０．０１［μＦ
ｌ、Ｌ曽＝５［ｍ旧、Ｒ＋ｅ＝３［Ω］とすると、出力
電圧Ｖｏの利得ＧＶ及び位相φＶの周波数特性は第１３
図のようになり、共振点において利得Ｇｖが一２ｄＢ付
近から３２ｄ　Ｂ付近まで急増した後に減少し、位相φ
Ｖが０°から一１８０°に急変する。

このように：　ＰＷＭサーボアンプとモータ（１０）と
の間にＬＣフィルタ回路を挿入すると、共振点以上の周
波数が減衰されるので、ＰＷＭサーボアンプの出力電圧
波形を鈍らせることはできるが、ＬＣフィルタ回路及び
モータ（１０）がＲＬＣ並列共振回路を構成するため、
通常は第１３図のように共振点を持ってしまう、従って
、第１４図のように、入力電圧Ｖｉの波形が基本矩形波
とすると、出力電圧Ｖｏには共振回路によるリンギング
が含まれ、理想波形とは全く異なるため、ＰＷＭサーボ
アンプの放射妨害を十分に抑制することができなくなっ
てしまう。

［発明が解決しようとする課題］ 従来のフィルタ回路は以上のように、複数のコイル（３
）及び（４）と、これらコイル（３）及び（４）の間に
接続されたコンデンサ（５）とにより構成されていたの
で、周波数に対して共振点を持ってしまい、ＰＷＭサー
ボアンプに対する十分な放射妨害対策を行なうことがで
きないという問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、ＰＷＭサーボアンプの電磁干渉対策、特に放
射妨害に有効な対策をとるために、モータのインピーダ
ンスを、等価的に周波数特性がフラットな純抵抗分に置
き換えることにより、適切なフィルタ回路を得ることを
目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係るフィルタ回路は、各出力端子間に抵抗器
及びコンデンサからなる直列回路を挿入したものである
。

［作用］ この発明においては、直列回路の挿入によりインピーダ
ンスの周波数特性をフラットにし、又、フィルタ回路を
工夫することにより出力電圧波形を鈍らせて放射妨害を
抑制すると共に、インピーダンスの周波数特性に共振点
を持たないようにしてリンギングの発生を防止し、理想
的な出力電圧波形を得る。

［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例を示す回路図であり、（３八）
及び（４八）はコイル（３）及び（４）仁対応しており
、（１）、（２）、（６）及び（７）は前述と同様のも
のである。

コイル（３＾）及び（４＾）は互いに極性が反対となる
ように対向配置されており、相互インダクタンスＭ及び
各インダクタンスしにより全体のインダクタンスが大き
くなっている。この場合、相互インダクタンスＭを有す
ることにより、ノーマルモードノイズ（対称波成分）に
対する有効性を備えている。

（２０）は各出力端子（６）及び（７）の間に挿入され
た直列回路であり、コイル（３＾）の一端に接続された
抵抗器（２１）と、抵抗器（２１）とコイル（４＾）の
一端との闇に接続されたコンデンサ（２２）とから構成
されている。

第２図は出力端子（６）及び（７）にモータ（１０）を
接続した場合の回路図であり、Ｚｏは直列回路（２０）
とモータ（１０）とを総合した負荷インピーダンス、Ｉ
Ｚは負荷インピーダンスＺｏに流れる電流、Ｉｏは直列
回路（２０）に流れる損失電流、Ｉｎはモータ（１０）
に流れるモータ電流である。

次に、第２図〜第８図を参照しながら、第１区に示した
この発明の一実施例の動作特性について説明する。

まず、第２図において、抵抗器（２１）の抵抗値をＲ、
コンデンサ（２２）の静電容量をＣとすると、負荷イン
ピーダンスＺｏは、 Ｚｏ＝（Ｒ＋１／ＣＳ）（Ｒｍ＋ＬｍＳ）÷（Ｒ＋Ｒｍ
＋Ｌ＋＊Ｓ＋１／Ｃ３） ＝　（Ｒｍ／ＬｍＣ）（１＋　ＲＣＳ　Ｈ１＋Ｌ＋ｅＳ
　／Ｒｎ）÷［Ｓ”＋（Ｒ＋Ｒ＋ｅ）Ｓ／Ｌ輪＋１／Ｌ
ｍＣ１・・・■ となる、ここで、０式を一般形に変形し、Ｚｏ＝［ωｏ
”／（Ｓ”＋２ζωｏｓ　＋　（Ｌ）Ｏ”）］ｘ　　Ｒ
ｍ（１−）　　ＲＣＳ　　）（１＋　Ｌ＋＊Ｓ　　／　
Ｒｍ）　　　・・・■　′但し、ζ：ダンピングファク
タ とすると、 ζ＝（Ｒ＋Ｒ輪）（Ｃ／Ｌｍ）”２／２　　　　・・・
■ωｏ＝　（１／　ＬｍＣ）””　　　　　　　　　　
　　　　　・・・■となる。■′式内の各項（Ｒｍ項を
除く）を分解すると、第３図のように演算子Ｓに対応し
て増減する３つの関数となり、これらを乗算して合成す
ると■′の負荷インピーダンスＺｏが求められる。

又、負荷インピーダンスＺｏの周波数特性を安定化する
ためには、以下の条件、 ζ≧０．７　　　　　　　　・・・■ ωｏ＝１／ＲＣ・・・■ を満たすことが必要であるから、■及び０式に■及び０
式を代入すれば、 Ｒ勾Ｒ鍮／（２ζ−１）　　　・・・■Ｃ＝Ｌ論／　Ｒ
２・・・■ となる。尚、０式は抵抗器（２１）の抵抗値Ｒを決定す
るための目安となる。

例えば、モータ（１０）のインピーダンス、即ち、コイ
ル（１１）のインダクタンスし鴎を、Ｌ＋＊＝１０［ｍ
Ｈ］ 抵抗器（１２）の抵抗値ＲＩｉを、 Ｒ鋤＝５〔Ω］ とし、又、直列回路（２０）内の抵抗器（２１）の抵抗
値Ｒを、 ＦＬ　＝　１０［Ωコ コンデンサ（２２）の静電容量Ｃを、 Ｃ＝　ＬＯＯ［μＦ］ とすると、０式より、 Ｚ　ｏ＝５Ｘ　１０＠（１＋　ＩＸ　１Ｏ−３Ｓ　）（
１＋２ｘ　１Ｏ−３Ｓ　）÷（Ｓ　！　＋　１．５Ｘ　
１０３　Ｓ　＋　Ｉ　Ｘ　１０＠）　　　・・・［株］
となり、負荷インピーダンスＺＯの周波数特性は第４図
のようになる。但し、０式内のｌＸｌ０−’はＲＣ１２
Ｘ１０−”はＬｅｄ／Ｒｅにそれぞれ相当しており、こ
の場合、 １／ＲＣ＝５ｘｌＯ” Ｌｍ／Ｒ論＝ＩＸ１０コ となる。

第４図から明らかなように、負荷インピーダンスＺｏの
絶対値で表わされる利得１Ｚｏｌは、周波数樟対して共
振点を持たずフラットとなり、又、負荷インピーダンス
Ｚｏの位相ｌＺｏの変動はほとんどなくなる。従って、
負荷インピーダンスｚＯは、等価的に純抵抗分とみなす
ことができる。

このとき、負荷インピーダンスＺＯに供給される電流１
２は、 Ｉ　ｚ＝　Ｉ　ｏ＋　Ｉ糟 であるため、損失電流■０とモータ電流Ｉ−との関係は
、 （Ｒ＋１７Ｃ８）Ｉｏ＝（Ｒｍ＋ＬｍＳ）Ｉｓ　　　　
　−−−■となる。０式より、モータ電流ニー及び電流
ＩＺの比は、 Ｉ　ｎ／　Ｉ　ｚ＝　（１／ＬｍＣ）（１＋　ＲＣＳ　
）÷［Ｓ２＋（Ｒ＋Ｒ＋）Ｓ／Ｌｍ＋１／ＬｍＣ］・・
・＠ となり、［株］式より、モータ電流Ｉ＋ｅの周波数特性
は、第５図のようになる。この場合、モータ電流１１は
、角周波数ω０が１／ＲＣの点から−２０［ｄＢ／度］
の傾きで演算子Ｓに対して一次形で減衰し、安定した周
波数特性となる。

一方、直列回路（２０）に流れる損失電流１ｏは、Ｉ　
　ｏ／　　Ｉ　　Ｚ”　（１／Ｌｓ＋Ｃ）（１＋Ｌ＋ｅ
Ｓ／Ｒｍ）ＣＲｅ＋Ｓ÷ｆ：ｓ”＋（Ｒ＋Ｒ勤）Ｓ／Ｌ
彌＋１／ＬｍＣ］・・・■ となり、０式より、損失電流Ｉｏの周波数特性は第６図
のようになる。第６図から明らかなように、損失電流Ｉ
ｏは、角周波数ω０が１　［ｒａｄ／秒］において、 Ｉｏ＝ＣＲｍ［Ａ］ であり、わずかな値である。損失電流１ｏは周波数の増
加に伴って増加するが、コンデンサ（２２）としてタン
タルコンデンサ等を用いた場合、高周波領域ではコンデ
ンサ（２２）に含まれる等個直列抵抗及び等価インダク
タンスにより、周波数の増加に伴って損失電流ｒｏは実
用上無視できる程度に減少するので、全く問題にならな
い。

第７図は、第１図のフィルタ回路にモータ（１０）を接
続した状態、即ち、第２図の負荷インピーダンスＺｏを
コイル（３＾）及び（４＾）の各一端間に接続し、た状
態を示す回路図であり、ｚＬはコイル（３＾）及び（４
＾）並びに負荷インピーダンスＺｏを含む総合インピー
ダンス、■は総合インピーダンスｚＬに対する供給電流
、Ｍは各コイル（３＾）及び（４＾）の相互インダクタ
ンスである。

いま、各コイル（３＾）及び（４＾）のインダクタンス
をＬとすると、ＰＷＭサーボアンプからの入力電圧Ｖｉ
は、回路方程式より、 Ｖｉ＝ＬＩＳ＋ＮＩＳ＋ＺｏＩ＋ＬＩＳ＋ＨＩＳ　　・
−＠で表わされる。又、総合インピーダンスＺＬは、Ｚ
　Ｌ＝Ｖ　ｉ／　Ｉ ＝２（Ｌ＋Ｍ）Ｓ＋Ｚｏ　　　　　　　−■で表わされ
、０式より、 Ｚｏ＝　（Ｒｍ／ＬｍＣ）（１＋ＲＣ８）（１＋Ｌ＋ｌ
Ｓ　／Ｒ１１）÷［Ｓ’＋（Ｒ４８輪）Ｓ八−＋１７Ｌ
論Ｃ］であるから、これを０式に代入すると、Ｚ　ｔ、
＝　（２（Ｌ＋Ｎ）Ｓコ＋［２（Ｌ＋Ｍ）（Ｒ＋Ｒ鴎）
＋ＲＬ＋＊１Ｓ　２／Ｌｍ十　（２Ｌ÷２Ｍ令し一÷Ｒ
Ｃ）Ｓ　／ＬｍＣ＋　Ｒｍ／ＬｍＣ１÷［Ｓ”＋（Ｒ＋
Ｒ醜）Ｓ　／Ｌ＋＋　１／Ｌ＋ｅＣ１・・・■となる。

従って、０式及び［相］式より、伝達関数Ｇは、 Ｇ＝ＺＯ／ＺＬ ＝Ｒｍ（１＋ＲＣＳ）（１＋Ｌ情Ｓ／Ｒ輪）／２Ｌ論Ｃ
（Ｌ＋Ｍ）÷（Ｓり÷［２（Ｌ＋Ｍ）（Ｒ４８輪）＋Ｒ
Ｌ論］Ｓ　２／２Ｌｍ（Ｌ＋Ｍ）＋　（２Ｌ÷２Ｍ＋Ｌ
涌＋ＲＣ）Ｓ　／２ＬｍＣ（Ｌ＋Ｍ）＋　Ｒｍ／２Ｌｍ
Ｃ（Ｌ　＋　Ｍ）ｌ　　　　　　　　　　　　・・・■
となる。０式の分母及び分子の演算子Ｓの次数の関係か
ら明らかなように、周波数の増加に伴って、総合インピ
ーダンスＺしが増加するので、伝達関数Ｇは減少する。

例えば、モータ（１０）のインピーダンスを、Ｌ輪＝１
０［論Ｈ］、　Ｒｍ＝５［Ω］直列回路（２０）のイン
ピーダンスを、Ｒ＝　１０［Ω］、ｃ　＝　ｔｏｏｃμ
Ｆ］コイル（３＾）及び（４＾）の各インダクタンスし
及び相互インダクタンスＭを、 Ｌ＝１［ｎＨ］　、　　Ｍ　＝　１　［請Ｈ１とすると
、０式より、 Ｇ　＝　［１，２５×１０”（１＋　１×１０−３８　
）（１＋　２Ｘ１０−りＳ）］÷（Ｓ　３＋４Ｘ１０”
Ｓ　２＋３．７５Ｘ１０＠Ｓ　＋　１．２５Ｘ１０’）
・・・■ となり、利得Ｇｖ及び位相φＶの周波数特性は第８図の
ようになる。

第８図から明らかなように、周波数の増加に伴って、ω
ｏ＝１０３［ｒａｄ／秒］の付近から、利得ＣＶはＯ［
ｄＢ］から減少し、これとほぼ同期して位相φＶは０°
から一９０°に徐々に変化する。従って、出力電圧Ｖｏ
の波形は鈍らせられると°共に、リンギングも発生しな
い。

このとき、伝達間数Ｇの周波数特性は一９０°の位相遅
れとなるので、−次遅れ（インダクタンス）要素と等価
である。従って、伝達関数Ｇは、０式より、 Ｇ＝Ｚｏ／Ｚｌ ＝　Ｚｏ／Ｚｏ＋２（Ｌ　＋Ｍ）Ｓ ＝　１　／［１＋２（Ｌ＋Ｍ）Ｓ／　Ｚｏｌとなり、更
に、直列回路（２０）の挿入により、負荷インピーダン
スＺｏが、 Ｚｏ勾Ｒ鴎 となるように補正されているので、 Ｇ＃１／［１＋２（Ｌ＋Ｍ）Ｓ／Ｒｍ］　　−＠となる
。

０式から明らかなように、伝達関数Ｇは、コイル（３＾
）、（４＾）及びモータ（１ｏ）内の抵抗器（１２）の
みのインピーダンスで決定する関数となり、理想的なフ
ィルタ回路となる。従って、矩形波からなる入力電圧Ｖ
ｉは、第１図のフィルタ回路を通過することにより、第
１４図のような理想波形の出力電圧Ｖｏとなってモータ
（１０）に印加される。

尚、上記実施例では、入力端子及び出力端子がそれぞれ
２相の場合を示したが、第９八図のように３相であって
もよい。

この場合、各入力端子Ｕ〜Ｗと各出力端子Ｕ”〜Ｗ″と
の間にそれぞれインダクタンスＬのコイル（３１）〜（
３３）が挿入され、出力端子ｕ”〜ｗ”に３相のモータ
（ＩＯＡ　）が接続され、各出力端子間に直列回路（２
０）と同様の直列回路（２０＾）〜（２０Ｃ）が挿入さ
れる。又、各直列回路（２０Ａ）〜（２０Ｃ）のインピ
ーダンスが前述と同様であれば、モータ（ＩＯＡ）内の
各線間のコイル（ＩＩＡ）のインダクタンス及び抵抗器
（１２Ａ）の抵抗値は、それぞれ前述の１／２、即ち、
ＬＩＩ／２及びＲｍ／２となるように設定される。

各コイル（３１）〜（３３）の関係は例えば第９Ｂ図の
ように互いに逆極性となるように磁気結合され、それぞ
れ相互インダクタンスＭを有するように構成されている
。

又、上記実施例では、ＰＷＭサーボアンプの出力電圧を
モータに印加するときの電磁障害を抑制する場合の一例
を示したが、同様の電磁障害を発生する他の回路に適用
しても同等の効果を奏し、ス、負荷インピーダンスＺｏ
の前段のフィルタ回路を工夫することにより、更なる効
果を奏することは言うまでもない。

［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、各出力端子間に抵抗器
及びコンデンサからなる直列回路を挿入し、出力電圧の
波形を鈍らせて放射妨害を抑制すると共に、フィルタ回
路のインピーダンスの周波数特性に共振点を持たないよ
うにしてリンギングの発生を防止するようにしたので、
十分な放射妨害対策を行なうことのできるフィルタ回路
が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図のフィルタ回路にモータを接続した場合の負荷イン
ピーダンスを示す回路図、第３図は負荷インピーダンス
の周波数特性を求める過程を示す説明図、第４図は負荷
インピーダンスの周波数特性図、第５図はこの発明の一
実施例にょるモータ電流の周波数特性図、第６図はこの
発明の一実施例による損失電流の周波数特性図、第７図
はこの発明の一実施例のフィルタ特性を示す周波数特性
図、第８図は第７図の回路のフィルタ特性を示す周波数
特性図、第９＾図はこの発明の他の実施例を示す回路図
、第９Ｂ図は第９八図内のコイルを詳細に示す回路図、
第１０図は従来のフィルタ回路を示す回路図、第１１図
は第１０図の回路のフィルタ特性を示す周波数特性図、
第１２図は第１０図の回路にモータを接続した場合の回
路図、第１３図は第１２図の回路のフィルタ特性を示す
周波数特性図、第１４図は従来回路による入力電圧及び
出力電圧を示す波形図である。 （１）、（２）、Ｕ〜Ｗ・・・入力端子（６）、（７）
、Ｕ　’ご、Ｗ″・・・出力端子（３＾）、（４八）、
（３１）〜（３３）・・・コイル（２０）、（２０＾）
〜（２０Ｃ）・・・直列回路（２１）・・・抵抗器　　
　　　（２２）・・・コンデンサ尚、図中、同一符号は
同−又は相当部分を示す。 第２図 第３図 ３１〜３３　：コイル 第９Ａ図 第１０図 第 １図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 複数の入力端子と出力端子との間にそれぞれ挿入された
   コイルを有するフィルタ回路において、前記各出力端子
   間に、抵抗器及びコンデンサからなる直列回路を挿入し
   たことを特徴とするフィルタ回路。