JPH0225515B2

JPH0225515B2 -

Info

Publication number: JPH0225515B2
Application number: JP56026996A
Authority: JP
Inventors: Takuya Sunada; Takeshi Mitarai
Original assignee: Casio Computer Co Ltd
Current assignee: Casio Computer Co Ltd
Priority date: 1981-02-27
Filing date: 1981-02-27
Publication date: 1990-06-04
Also published as: JPS57142698A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は正弦波を発生する正弦波発生装置に
関する。

従来より正弦波を発生する正弦波発生装置は、
各種技術分野で使用されており、例えば電子楽器
の分野でも、正弦波合成方式のものがある。しか
して、例えば、このような正弦波合成方式の電子
楽器では、１周期分の正弦波の振幅値データを
ROM（リードオンリメモリ）に予め記憶してお
き、楽音作成時には、鍵盤などから入力される周
波数情報（音階情報）に応じて上記ROMをアド
レスし、これにより対応する周波数の正弦波及び
高調波の正弦波がROMから読出されて、その楽
音が作成放音されるものである。

ところで従来の、この種の正弦波発生装置で
は、良好な正弦波を発生させるためには、ROM
により、多くのサンプル点の振幅値データを記憶
しておく必要があるため、ROMの記憶容量が大
きくなり、コスト高となる問題点がある一方、
ROMの記憶容量を小さくすると、良好な正弦波
を発生できない問題点がある。

この発明は、上述した事情を背景になされたも
ので、その目的とするところは、1/4周期の正弦
波のデータ具体的には各サンプル点の振幅値デー
タと各サンプル点間の差分値データとを波形メモ
リに記憶しておき、この波形メモリをアドレスし
て読出される、上記1/4周期の正弦波データから、
補間処理も行なつて１周期分の正弦波を作成する
ようにし、これにより、従来の問題点を解消した
正弦波発生装置を提供することである。

以下、図面を参照してこの発明を正弦波を音階
周波数に応じて読出し、楽音を生成する電子楽器
に適用した一実施例を説明する。第１図は、この
実施例の主要回路構成を示す図であり、図中１
は、複数の演奏キーが配設されたキーボードであ
る。このキーボード１からは、操作された演奏キ
ーに対応するキーコードが発生するようになつて
いる。例えば、このキーコードは、当該演奏キー
のオクターブとノート（音階）を示すコードであ
る。

そして、このキーコードは、周波数情報変換
ROM２に供給される。この周波数情報変換
ROM２には、キーコードに対応する周波数情報
（即ち、位相角を示す情報）が記憶されており、
この周波数情報を累算器３に於いて、累算指令０
（クロツク０については後述する。）毎に累算す
る。

そして、累算器３からは、例えば12ビツトデー
タが加算器４のＡ入力端子A₀〜A₁₁に供給され
る。なお、上記12ビツトデータのうち、最上位ビ
ツトは符号ビツトであり、排他的オアゲート６₁₂
を介し、上記加算器４のＡ入力端子A₁₁に入力さ
れている。

一方、加算器４のＢ入力端子B₀〜B₁₁には、エ
ンベロープ情報発生回路５からの12ビツトデータ
が排他的オアゲート６₀〜６₁₁を介して供給され
る。また、この加算器４のキヤリー入力端子cin
には、クロツク０が供給される。

上記エンベロープ情報発生回路５には、エンベ
ロープ制御指令、例えばキーボード１の演奏キー
のオン／オフ情報、あるいは予めスイツチにより
設定されたADSR（アタツク・デイケイ・サステ
イン・リリース）の各情報等が供給され、その情
報に応じて、エンベロープ制御するための12ビツ
トデータが、上記排他的オアゲート６₀〜６₁₁に
与えられる。なお、この排他的オアゲート６₀〜
６₁₁及び上記排他的オアゲート６₁₂の各一端に
は、クロツク０が与えられる。

従つて、このクロツク０が“０”レベルのとき
は、加算器４は、上記Ａ入力端子と、Ｂ入力端子
から与えられる12ビツトデータを加算し、Ｓ出力
端子S₀〜S₁₁から12ビツトデータとして、その結
果データを出力する。一方、上記クロツク０が
“１”レベルのときは、加算器４は、上記Ａ入力
端子から、上記符号ビツトのレベルのみを反転し
て与えられる12ビツトのデータと、上記Ｂ入力端
子から与えられる12ビツトのデータの各ビツトの
レベルを反転し、且つ、その値に「＋１」したデ
ータ、即ち、上記Ｂ入力端子から与えられるデー
タの符号を反転したデータ（２の補数表現）とを
加算し、Ｓ出力端子から、12ビツトデータとし
て、その結果データを出力する。

加算器４から出力される、上記12ビツトデータ
は、サイン波部７に与えられ、該サイン波部７か
らサイン波の波高値（振幅値）を11ビツトデータ
D₀〜D₁₀として出力させる。なお、このサイン波
部７の具体的構成については、第２図ないし第５
図を参照して後述する。

サイン波部７から出力される11ビツトデータ
は、累算器８のＡ入力端子A₀〜A₁₀に供給される
ほか、最上位ビツト（符号ビツト）はキヤリー入
力端子Cinにも供給されて累算される。なお、累
算器８は、上記クロツク０が、インバータ９によ
り反転された信号、即ち、クロツク０の立上りの
タイミングでリセツトされる。そして、この累算
器８からは、12ビツトデータが出力端子SS₀〜S₁₁
から出力される。即ち、この12ビツトデータのう
ち、最上位ビツトS₁₁は、符号ビツト、第２ビツ
トS₁₀は2⁰の位のビツト、第３ビツト乃至最下ビ
ツトS₄〜S₁₁は小数点以下のデータを示すビツト
である。

上記累算器８から出力される12ビツトデータ
は、ラツチ１０にクロツク０の立上りのタイミン
グにて読込まれ、その出力データは、Ｄ／Ａ変換
器に与えられて、アナログ信号に変換され、音響
変換回路を介して、放音されることになる。

次に、第２図ないし第５図を参照して、サイン
波部７の具体的構成を説明する。第２図は、この
サイン波部７の詳細回路図である。図中、１５は
ROMで、このROM１５には、第３図に示す如
き1/4周期分のサイン波の波高値（振幅値）が2⁶
（＝64）サンプル点に分割されて記憶されている。
即ち、ROM１５のＡ入力端子A₀〜A₅には、上記
加算器４の出力端子S₄〜S₉から出力される６ビツ
トデータが、排他的オアゲート１６₀〜１６₅を介
し入力され、アドレス指定される。また、排他的
オアゲート１６₀〜１６₅の他端には、加算器４の
Ｓ出力端子S₁₀からの出力データが夫々、印加さ
れている。そして、ROM１５からは４ビツトの
差分値データ（後述）と10ビツトの波高値（振幅
値）を示すデータとが、そのＤ出力端子D₀〜D₃，
D₄〜D₁₃から読出されるものである。

一方、上記加算器４のＳ出力端子S₀〜S₃からの
４ビツトデータが排他的オアゲート１７₀〜１７₃
を介し、乗算器１８のＢ入力端子B₀〜B₃に供給
されている。そして、乗算器１８のＣ入力端子
C₀〜C₃には、上記ROM１５のＤ出力端子D₀〜D₃
から読出される差分値データが供給されており、
而して、この乗算器１８は、各入力端子B₀〜B₃，
C₀〜C₃からの各４ビツトデータを乗算し、その
結果データの上位４ビツトデータをＥ出力端子
E₀〜E₃から出力し、加算器１９のＦ入力端子F₀
〜F₃へ与えている。なお、上記排他的オアゲー
ト１７₀〜１７₃の他端には、加算器４のＳ出力端
子S₁₀からの出力データが印加されている。

ここで、上記乗算器１８は、第３図に示すよう
に、1/4周期分のサイン波の波高値のデータが上
述した64個のサンプル点にて、ROM１５に記憶
されていることに対し、第４図に示すように、ｎ
番目のサンプル点とｎ＋１番目のサンプル点間の
波高値データを直線補間法によつて、補間するた
めの回路である。即ち、乗算器１８のＣ入力端子
C₀〜C₃には、現在のｎ番目のサンプル点の波高
値データと、次のｎ＋１番目のサンプル点の波高
値データとの差分値データが、ROM１５のＤ出
力端子D₀〜D₃から出力されて供給されており、
従つて、乗算器１８は、この差分値データを最大
補間値として、該最大補間値をＢ入力端子B₀〜
B₃に供給されるＳ出力端子S₀〜S₃からのアドレ
スデータで、上記ｎ番目とｎ＋１番目のサンプル
点間における16個のサンプル点の補間データを
得、その上位４ビツトデータを、加算器１９のＦ
入力端子F₀〜F₃に夫々、与えているものである。

一方、加算器１９のＧ入力端子G₀〜G₉には、
ROM１５のＤ出力端子D₄〜D₁₃からの波高値デ
ータ（ｎ番目のサンプル点に対するデータ）が入
力されており、その結果、加算器１９は、このｎ
番目のサンプル点の波高値データに対し、乗算器
１８から供給される補間値データを加算して、そ
の結果データをＨ出力端子H₀〜H₉から出力し、
排他的オアゲート２０₀〜２０₉を介し、Ｄ出力端
子D₀〜D₉から出力する。

上記排他的オアゲート２０₀〜２０₉の他端に
は、加算器４のＳ出力端子S₁₁から出力される符
号ビツトのデータが入力されている。また、この
符号ビツトのデータは、Ｄ出力端子D₁₁から、そ
のまま符号ビツトのデータとして出力されてい
る。

サイン波部７の上記構成によつて、正弦波を１
回読出す間に、ROM１５のＡ入力端子A₅〜A₀に
は、アドレスデータが「000000」→「1111111」、
「111111」→「000000」、「000000」→「111111」、
「111111」→「000000」と変化して入力され、た
だし、本実施例の場合、各サンプル点を連続して
アドレス指定するのではなく、とびこしながら、
アドレス指定するため、必ずしも「000000」ある
いは「111111」の点をとらない。即ち、最小アド
レス「000000」から最大アドレス「111111」まで
が２往復分入力されることになり、この結果、
ROM１５に、第３図に示すように記憶されてい
る1/4周期分のサイン波から第５図に示すような、
１周期分のサイン波が得られるもので、しかも、
この１周期分のサイン波は、上述した乗算器１８
を用いた補間回路によつて、第３図の1/4周期分
のサイン波より、更に良好なサイン波となつてい
るものである。なお、第５図のサイン波に示す２
ビツトのデータ「00」、「01」、「10」、「11」は、加
算器４のＳ出力端子S₁₁，S₁₀の出力内容と得られ
るサイン数の各部との対応関係を示すもので、符
号ビツトを出力するＳ出力端子S₁₁のデータが
“０”のときは、正の波高値（０〜1.0）を示し、
また、“１”のときは負の波高値（０〜−1.0）を
示す。また、Ｓ出力端子S₁₀の出力が“０”のと
きには、ROM１５のＡ入力端子A₅〜A₀には、ア
ドレスデータ「000000」→「111111」が入力され
ており、他方、“１”のときには、アドレスデー
タ「111111」→「000000」が入力されているもの
である。なお、第３図に示すように、ROM１５
に記憶されているサイン波は、その最大アドレス
データ「111111」に対する波高値のデータは、オ
ール“１”（ROM１５のＤ出力端子D₄〜D₁₃）と
はされていず、オール“１”より幾分小さいデー
タとされている。

これは、補間値データ（出力端子D₀〜D₅から
のデータ）が、「1111」を越えないようにした為
である。即ち、正弦波は、アドレス（入力端子
A₅〜A₀に与えられる。）がオール０のところから
「000001」のところへ変化する際の、差分値が最
も大きくなり、その差分値データが４ビツトデー
タで、表現できるようにするためである。

次に、本実施例の動作につき説明する。先ず、
第６図を参照して上述したクロツク０及びそれを
反転したクロツク０（累算指令０）につき説明す
る。このクロツク０，０は、第６図ａ，ｂに示す
如く“０”レベルと“１”レベルとを交互に反転
するクロツクである。いま、説明の便宜上クロツ
ク０が“０”レベルのときにタイミングt₀、クロ
ツク０が“１”レベルのときをタイミングt₁と称
することにする。

従つて、第６図ｃに示す如く、第１図に示され
た回路は、２つのタイミングにて時分割的に動作
するようになつている。即ち、上記累算器３は、
累算指令０が“１”となる都度、操作されている
演奏キーに応じた周波数情報を加算し、その累算
結果データを加算器４に印加する。

加算器４では、タイミングt₀でＢ入力端子から
エンベロープ情報発生回路５からのデータが直接
供給され、従つて、Ａ入力端子からのデータと、
加算が行なわれる。また、タイミングt₁では、上
述したように、Ｂ入力端子には上記エンベロープ
情報発生回路５からのデータが、符号が反転され
て供給され、従つて、加算器４ではこのデータ
と、Ａ入力端子からのデータとが加算される。そ
して、この加算結果データは、サイン波部７に印
加される。

従つて、サイン波部７は、タイミングt₀とタイ
ミングt₁の２つのタイミングで各々、一般に異な
つてアドレス指定され、その結果各々のタイミン
グで、このサイン波部７から露出されたデータは
累算器８により累算される。

そして、その累算結果は、ラツチ１０にクロツ
ク０の立上りのタイミングでラツチされる。

次に、サイン波部７の動作を説明する。このサ
イン波部７には、加算器４のＳ出力端子からアド
レスデータが印加される。そのデータのうち、上
位２ビツトS₁₁，S₁₀が「０、０」であれば、
ROM１５のＡ入力端子A₅〜A₀に加算器４の出力
端子S₉〜S₄から出力したデータが、直接供給さ
れ、ROM１５からは、出力端子D₀〜D₃より差分
値データ（即ち、入力端子A₀〜A₅の内容にてア
ドレス指定されるサンプル点と、上記内容に＋１
して得られる値にてアドレス指定されるサンプル
点との波高値の差の値）が出力し、乗算器１８に
送出されると共に、そのサンプル点の波高値が出
力端子D₄〜D₁₃から出力し、加算器１９に送出さ
れる。また、加算器４の出力端子S₀〜S₃から出力
したデータは、直接乗算器１８に印加される。従
つて、加算器１９では、入力端子G₀〜G₉から供
給される波高値データと、乗算器１８から入力端
子F₃〜F₀に供給された実際の差分値データ（補
間値データ）とを加算し、出力端子H₀〜H₉から
振幅値データとして出力する。そして、そのデー
タが、直接累算器８の入力端子A₀〜A₁₀に印加さ
れることになる。このようにして、位相角が０〜
π／２の間の波高値データをサイン波部７は生成
する。

次に、加算器４から与えられるアドレスデータ
の上位２ビツトS₁₁，S₁₀が「０、１」である場合
について説明する。その場合、出力端子S₉〜S₀か
ら、サイン波部７に供給されたアドレスデータ
は、排他的オアゲート１６₅〜１６₀，１７₃〜１
７₀にて論理レベルが反転し、それぞれROM１
５、乗算器１８に供給されることになる。その結
果、加算器４の出力端子S₉〜S₀の内容がオール０
からオール１の方向へ変化するのに対し、実際の
アドレスデータがオール１からオール０の方向へ
変化するようになり、丁度、位相角がπ／２〜π
の部分のサイン波の波高値を加算器１９は出力す
ることになる。そして、その出力は、直接累算器
８の入力端子A₀〜A₁₀に印加されることになる。

更に、加算器４から与えられるアドレスデータ
の上位２ビツトS₁₁，S₁₀が「１、０」である場
合、加算器４の出力端子S₀〜S₉から、サイン波部
７に供給されたアドレスデータに基づく、振幅値
データを加算器１９から出力することになるが、
この加算器１９の出力H₀〜H₉は、排他的オアゲ
ート２０₀〜２０₉によつて、論理レベルが反転さ
れ、累算器８に送出されることになる。そして、
その際、累算器８のキヤリー入力端子Cinには、
“１”信号が与えられる。換言すれば、丁度０〜
π／２の部分のサイン波を符号を反転して出力し
たことになり、位相角π〜3π／２のサイン波の
波高値を得たことになる。

同様に、加算器４から与えられるアドレスデー
タの上位２ビツトS₁₁，S₁₀が「１、１」である場
合、加算器４の出力端子S₉〜S₀からサイン波部７
に供給されたデータは、排他的オアゲート１６₅
〜１６₀，１７₃〜１７₀にて、論理レベルが反転
して、ROM１５、乗算器１８に供給されること
になる。そのため、加算器１９の出力端子H₉〜
H₀から出力される波高値データは、位相角π/2π
の部分のサイン波に相当する。そして、そのデー
タは、排他的オアゲート２０₉〜２０₀にて論理レ
ベルが反転され、累算器８に供給されると共に、
累算器８のキヤリー入力端子C_INに“１”信号が
与えられるため、負の値に変換される。従つて、
位相角が3π／２〜2πの部分のサイン波の波高値
を得たことになる。

そして、上述したように、このサイン波部７
は、タイミングt₀，t₁で時分割的に動作せしめら
れ、一般に異なつたアドレス指定が、このタイミ
ングt₀，t₁で行なわれることになる。

いま、そのことを数式を用いて表現すると、次
のようになる。いま、“ａ”を累算器３から出力
されるデータとし、“Ｅ”をエンベロープ情報発
生回路５からの出力データとする。そして、タイ
ミングt₀では、各データ“ａ”，“Ｅ”は、直接加
算器４の入力端子A₀〜A₁₁，B₀〜B₁₁に直接与え
られるため、加算器４の出力は、ａ＋Ｅであり、
そのデータがサイン波部７に供給されるため、累
算器８に入力し、累算されるデータは、 sin2πａ＋Ｅ／2¹²＝sin（ａ＋Ｅ）π／2048…式
(1) となる。

また、タイミングt₁では、累算器３から与えら
れる最上位ビツト（符号ビツト）を排他的オアゲ
ート６₁₂にて反転し、更に、エンベロープ情報発
生回路１５から与えられるデータＥを、排他的オ
アゲート６₀〜６₁₁にて反転し、且つ、加算器４
のキヤリー入力端子cinに“１”信号を与えるた
め、加算器４出力にて、アドレス指定されて出力
し、累算器８にて累算されるデータは、 −sin2πａ−Ｅ／2¹²＝−sin（ａ−Ｅ）π／2048…
式(2) となる。

従つて、累算器８の出力は、 sin（ａ＋Ｅ）π／2048−sin（ａ−Ｅ）π／2048 ＝2COSaπ／2048sinEπ／2048 …式(3) となる。

従つて、上記エンベロープ情報発生回路５の出
力データＥ（即ち、排他的オアゲート６₀〜６₁₁を
介し、加算器４のＢ入力端子へ印加されるデー
タ）によつて、この実施例の電子楽器では、エン
ベロープ制御が行なえることが判明する。即ち、
その場合のエンベロープ制御値は 2sinEπ／2048 …式(4) である。

次に、第７図及び第８図を参照して、エンベロ
ープ制御について、具体的に説明する。先ず、キ
ーオン時で波形が出力していない場合、エンベロ
ープ情報発生回路５は、データ「０」を出力す
る。したがつて、各t₀のタイミングでは、サイン
波部７から読出される波高値は式(1)からsinaπ／2048 である。他方、各t₁のタイミングでは、サイン波
部７から読出される波高値は式(2)から−sinaπ／2048 となる。

第７図は上記状態を説明するもので、同図１は
タイミングt₀にてサイン波部７から読出される波
高値を、同図２はタイミングt₁にてサイン波部７
から読出される波高値を夫々示している。このよ
うに、第７図１，２は、位相が同一で、波高値の
符号が反対であるから、両者を加算した結果デー
タ、即ち、ラツチ１０の出力データは、同図３の
如くなり、波形が何ら出力しないことになる。そ
して、この状態からエンベロープ情報発生回路５
がその出力データＥを「1024」（＝010000000000）
に向けて徐々に増大することにより、上記位相の
ずれが大きくなつて、出力波形の振幅も徐々に大
きくなつてゆき、次いで出力データＥが1024とな
ると、タイミングt₀，t₁にて、サイン波部７か
ら、夫々読出される波高値は、第８図１，２に
夫々示すように、同一位相のデータとなり、その
出力波形は、第８図３に示す如く、最大レベル
（２倍）となる。そのことは、t₀のタイミングで
式(1)よりCOSaπ／2048が読出され、t₁のタイミングで式(2)よりCOSaπ／2048が読出され、両者を加算することにより2COSaπ／2048の波形が、出力することからも理解される。

したがつて、演奏キーのキーオン時において、
出力レベルが０レベルから、最大レベルまで急激
に上昇するには、上記エンベロープ情報発生回路
５の出力データＥを「０」から「1024」まで急激
に増大すればよい。そして、このアタツクの状態
から、デイケイの状態に移行するには、上記デー
タＥを「1024」から、所定値まで順次減少させ
る。そして、サステイン状態に移行するには、上
記データＥを所定値に保持せしめる。この結果、
出力レベルは一定となる。そして、演奏キーのキ
ーオフの検出時から、上記データＥを「０」まで
徐々に減少させれば、リリース状態となり、次い
で、データＥが「０」になると、出力レベルは０
となり、楽音が出力しなくなる。

以上は、ADSRの各エンベロープ状態を有する
場合について説明したが、オルガン音の如く、ア
タツク、サステイン、リリースの３つのエンベロ
ープ状態を有する場合、あるいは、その他のエン
ベロープ状態を有する場合についても同様にし
て、エンベロープ制御できる。

尚、上記実施例では、サイン波部７を１個のみ
設けてタイミングt₀，t₁の２つのタイミングによ
る時分割処理により、上記式(3)を導く式(1)、式(2)
の２つのサイン波形を読出すようにしたが、２個
のサイン波部を設け、例えば、その一方には、累
算器３とエンベロープ情報発生回路５の各出力デ
ータの和の値を印加し、他方のサイン波部には差
の値を印加し、その結果、双方のサイン波部から
出力されるデータを、加算器で加算出力するよう
にすれば、時分割処理を行なわずとも、上記２つ
のサイン波形を読出すことが可能である。

また、上記実施例では2⁶＝64のサンプル点に分
割して1/4周期の正弦波をROMに記憶させると
共に、補間を４ビツトで行なうようにし、更に、
１／４波形から１波形を読出し得るようにして、結
局4096サンプル点に１周期を分割するようにした
が、一般に、2ⁿサンプル点に分割して正弦波を読
出すようにした場合、ROMから読出される第
１、第２の波形は、 sin2πａ＋Ｅ／2ⁿ ……式(5) −sin2πａ−Ｅ／2ⁿ ……式(6) となり、その合成波形は、 2COSaπ／2^n-1sinEπ／2^n-1……式(7) となる。

更に、上記データａ、データＥを加算器４のＡ
入力端子、Ｂ入力端子へ夫々入力させるとき、排
他的オアゲート６₁₂を除けば、次式の如く本実施
例の回路は動作することになる。

sin2πａ＋Ｅ／2¹²＋sin2πａ−Ｅ／2¹² ＝2sinaπ／2¹¹COSEπ／2¹¹ ……式(8) この場合、エンベロープ制御値は、 2COSEπ／2¹¹ ……式(9) である。

また、本実施例の回路に他のゲート回路を付加
する等すれば、 −sin2πａ＋Ｅ／2¹²＋sin2πａ−Ｅ／2¹² ＝−2COSaπ／2¹¹sinEπ／2¹¹ ……式(10) となし得、その場合、エンベロープ制御値は −2sinEπ／2¹¹ ……式(11) となる。

その他、演算方式は、種々変更し得ることは明
白である。

また、上記実施例では、演奏キーの操作に応じ
て、当該音階周波数の正弦波、即ち、基本波を得
るようにしたが、時分割処理、および周波数情報
変換ROM２からの出力を、所定ビツトシフトす
る処理等を行なえば、基本波と共に、高次の倍音
波を得ることができ、これにより、高調波成分も
加えた所望の波形を得ることもできる。

また、電子楽器に限らず、正弦波を利用する装
置に対しては、すべて、この発明を利用可能であ
る。

この発明は、以上説明したように、1/4周期分
の正弦波を波形メモリに記憶しておくと共に、こ
の波形メモリから、上記1/4周期分の正弦波を読
出して処理することにより、１周期分の正弦波を
発生可能とした、正弦波発生装置を提供したか
ら、波形メモリの容量が従来に比して、大幅に小
さくなり、コストダウンできる利点がある。ま
た、波形メモリから1/4周期分の正弦波を読出す
際に、各サンプル点間の波高値を補間する補間回
路を設けたことにより、極めて良好な正弦波を得
ることが可能となり、この点に於いても、大きな
利点がある。加えて、この発明は周波数情報を累
算してアドレス信号を作り、このアドレス信号の
最上位の２ビツトのうちの下位側ビツトによつ
て、アドレス信号の下位ビツトを反転制御する第
１の回路手段を設けることで、この第１の回路手
段から1/4周期毎にアツプ、ダウンを繰返すアド
レス信号を得ることができ、また上記アドレス信
号の最上位の２ビツトのうち少なくとも上位側ビ
ツトに従つて波形出力の符号反転をする第２の回
路手段を設けて、極性の違う象限の波形を得るこ
とができ、簡単な構成でありながら任意周波数の
全周期分の正弦波を補間処理をほどこして適切な
る波形として発生可能となるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の要部の回路構成
図、第２図はサイン波部７の具体的回路図、第３
図はROM１５に記憶されている1/4周期の正弦
波を示す図、第４図はサイン波部７内のROM１
５から出力する波高値と差分値との関係を説明す
る図、第５図はサイン波部７から出力される１周
期分の正弦波を示す図、第６図は第１図の回路を
駆動するためのクロツクパルスと、その時分割状
態を示す図、第７図および第８図は、サイン波部
７から時分割的に読出された２つの波形と、その
波形を合成して、エンベロープ制御がなされた波
形とを示す図である。１……キーボード、２……周波数情報変換
ROM、３……累算器、４……加算器、５……エ
ンベロープ情報発生回路、６₀〜６₁₂……排他的
オアゲート、７……サイン波部、８……累算器、
１５……ROM、１６₀〜１６₅……排他的オアゲ
ート、１７₀〜１７₃……排他的オアゲート、１８
……乗算器、１９……加算器、２０₀〜２０₉……
排他的オアゲート。

Claims

【特許請求の範囲】１発生すべき周波数に対応する周波数情報を発
生する周波数情報発生手段と、この周波数情報発生手段が発生する上記周波数
情報を所定タイミング毎に累算して全周期分の正
弦波データを発生するためのアドレス信号を供給
するアドレス信号供給手段と、このアドレス信号供給手段から出力される上記
アドレス信号の最上位の２ビツトS₁₁，S₁₀をのぞ
く各ビツトS₉〜S₀を最上位の２ビツトのうちの下
位側ビツトS₁₀のレベルに応じて直接もしくは反
転して供給する第１の回路手段と、 1/4周期分の正弦波に対応する各サンプル点の
振幅値データを記憶すると共に、各サンプル点間
の差分値データを記憶し、上記第１の回路手段の
出力の上位ビツト信号によつて、上記各サンプル
点の振幅値データと差分値データとを発生する波
形メモリ手段と、この波形メモリ手段から発生される上記差分値
データと上記第１の回路手段の出力の下位ビツト
信号とによつて上記振幅値データに対する補間値
データを生成し、この補間値データと上記振幅値
データとを合成して、波形データを出力する補間
演算手段と、この補間演算手段から出力される上記波形デー
タの符号を上記アドレス信号供給手段が発生する
上記アドレス信号の最上位の２ビツトのうちの少
なくとも上位側ビツトS₁₁に従つて変換する第２
の回路手段と、を具備し、上記波形メモリ手段に記憶された1/4
周期分の正弦波に対応する振幅値データと差分値
データとから全周期分の補間処理がなされた正弦
波の波形データを得ることを可能としたことを特
徴とする正弦波発生装置。