JPH02261053A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は産業用や民生用の機器に直流安定化電圧を供給
するスイッチング電源装置に関するもの６へ一／ である。

従来の技術 従来、この種のスイッチング電源装置は、第２２図に示
すような構成であった。第２２図において、１は直流電
源で交流電圧を整流平滑することで、もしくは電池など
で構成されるものであり、入力端子２−２′に入力電圧
を供給し正電圧を入力端子２に接続し、負電圧を入力端
子２′に接続している。３はトランスであり、１次巻線
３２Ｌの一端を入力端子２に接続し他端をスイッチング
素子４を介して入力端子２′に接続し、２次巻線３Ｃの
一端を出力端子１１′に接続し他端をダイオード７を介
して出力端子１１に接続し、バイアス巻線３ｂの一端を
入力端子２′に接続し他端を同期発振制御回路１３に接
続している。４はスイッチング素子であり、制御端子に
印加される同期発振制御回路１３のオン・オフ信号によ
りオン・オフして入力電圧を前記１次巻線３２Ｌに印加
したり遮断したりする。１３は同期発振制御回路であり
、絶縁伝達手段１４の出力信号によりオン期間６へ−７ を変化させ、オフ期間を前記バイアス巻線３ｂの電圧の
極性が反転するまで持続するように動作する。７１１−
１：整流ダイオードであり、アノード側を前記２次巻線
３Ｃの一端に接続しカソード側を出力端子１１に接続す
る。９は平滑コンデンサでちゃ。

出力端子１１−１１’間に接続され前記２次巻線３Ｇの
誘起電圧を整流ダイオード７を介して整流し、平滑コン
デンサ９により平滑して出力電圧とする。１６は誤差増
幅器であり、基準電圧１６と出力端子１１−１１’間の
出力電圧を比較増幅し絶縁伝達手段１４に信号を供給す
る。１４は絶縁伝達手段であり、１次巻線側と２次巻線
側を絶縁するとともに誤差増幅器１６の信号を同期発振
制御回路１３に伝達する。以下に従来例の動作について
説明する。

入力端子２−２′に接続された直流電源１より供給され
た入力電圧は、同期発振制御回路１３のオン信号でスイ
ッチング素子４がオンし、オン期間にトランス３の１次
巻線３Ｎに印加され、１次電流が流れてトランス３に磁
束が発生しエネルギ−が蓄積される。この時トランス３
の２次巻線３Ｃに誘起電圧が発生するが、整流ダイオー
ド７を逆バイアスする方向に電圧が印加されるように構
成されている。同期発振制御回路１３のオフ信号でスイ
ッチング素子４がオフすると前記１次巻線３ＮＫ−フラ
イバンク電圧が発生すると同時に、前記２次巻線３Ｃに
もフライバック電圧が発生し、整流ダイオード７を順バ
イアスする方向に電圧が印加されるため、トランス３に
蓄積されたエネルギーが前記２次巻線３Ｃ’ｉｉ介して
２次電流として放出され、平滑コンデンサ９により平滑
されて出力電圧として出力端子１１−１１’に供給され
る。

トランス３に蓄積されたエネルギーがすべて放出される
と前記１次巻線３ａ、２次巻線３ｃのフライバック電圧
はなくなり、各巻線のインダクタンスと分布容量により
決定される共振電圧でリンギングを発生するが、トラン
ス３のバイアス巻線３ｂの両端電圧も同様な電圧を発生
し、フライバック電圧の極性から逆の極性へと変化しよ
うとする。この極性の変化は同期発振制御回路１３に伝
達され再びスイッチング素子４をオンさせる。これらの
動作が繰返されることで、出力電圧は連続的に出力端子
１１−１１’　より供給される。

さらに出力電圧が安定に制御される動作について、第２
３図を参照して詳しく説明する。第２３図において（ａ
）はスイッチング素子４０両端電圧波形ｖＤｓを示して
おり、（ｂ）は前記１次巻線３２Ｌに流れる１次電流ｌ
、を示しており、（ｃ）は同期発振制御回路１３の駆動
パルス波形ｖＧを示しており。

（ｄ）は前記２次巻線３Ｃに流れる２次電流波形工。

を示しており、実線は出力端子１１−１１′より出力電
流工。、Ｔが多く流れ出ている時でいわゆる重負荷時を
示し、点線は出力電流Ｉ。ＵＴが少なく流れ出ている時
でいわゆる軽負荷時を示している。

一般に前記出力電流工。。Ｔは 八ｐ　　　　Ｌｏｒｒ ９八 で表わされる。ここで、Ｎｓは前記２次巻線３ｃの巻線
数であり、ＮＰは前記１次巻線３ｉＬの巻線数であり、
Ｌｓは前記２次巻線３Ｃのインダクタンス値であり、Ｖ
ｌ、？ｄ直流電源１より供給される入力電圧であり、Ｔ
ｏＮはスイッチング素子４のオン期間であり、ＴＯＦＦ
　はスイッチング素子４のオフ期間であり、Ｔは発振周
期である。

出力電圧Ｖ。Ｕ、は、誤差増幅器１６によυ基準電圧１
６と比較増幅され絶縁伝達手段１４を介して同期発振制
御回路１３に伝達され、スイッチング素子４のオン期間
を制御するため、絶えず一定となるように制御されてお
９、前述の出力電流”ＯＭＩ？　および入力電圧ｖＩ、
ｌの変動に対しても、オン期間が変化して一定に保たれ
ることになる。第２３図はその様子を示しているが、オ
ン期間の変化によりオフ期間も同様な変化をするため、
発振周波数ｆも変化していることがわかる。さらに出力
端子１１−１１’の短絡外どの過電流によって。

１　ｏへ−７ オン期間が無制限に広がるのを防止するため、同期発振
制御回路１３に最大オン期間を制限する機能もしくは１
次電流を制限する機能が必要となる。

しかしこのような第２２図に示す従来のスイッチング電
源装置では、スイッチング素子４のターンオンおよびタ
ーンオフ時に印加される電圧波形と電流波形が同時にス
イッチング素子４の応答スピードで決まる傾きによりク
ロスしながら変化するためにスイッチング損失が大きく
発生し、しかもスイッチング素子４の応答スピードを早
くすることでスイッチング損失を減少させると電圧波形
と電流波形がより急峻となるため、スイッチングノイズ
およびスイッチング素子４に印加される電圧、電流のス
パイクが増加する。

最近、このような問題点を解決するために、スイッチン
グ回路上にインダクタンスとキャパシタンスを挿入して
ＬＣ共振を利用した共振型スイッチング電源装置が種々
提案されている。

第２４図は従来の共振型スイッチング電源装置の一構成
例全示している。第２４図において、第１１　／、−７ ２２図と同じものは同一の符号を付し説明は省略する。

第２４図において、４５はインダクタンスであり、入力
端子２とトランス３の１次巻線３１１間に直列に挿入さ
れ、４１はコンデンサであり、スイッチング素子４に並
列に接続され、インダクタンス４６とコンデンサ４１に
よ！１ｌＬＣ共振回路が構成される。６はダイオードで
あり、スイッチング素子４に並列にアノードを入力端子
２′の接続点に接続し、カソードを前記１次巻線３ａの
接続点に接続し、インダクタンス４６に貯えられたエネ
ルギーが直流電源１に回生される時にスイッチング素子
４がオフしていても電流を流すことができるように入れ
られている。４２は同期発振制御回路であり、スイッチ
ング素子４０オン・オフ信号を発生し絶縁伝達手段１４
の出力信号によりオン期間を変化させ、オフ期間をダイ
オード５に電流が流れるまで持続させるようにダイオー
ド６の電流を検出して動作させる。

第２６図は各部の動作波形を示しており、第２５図にお
いて（２Ｌ）はスイッチング素子４の両端電圧波形ｖＤ
Ｂ　”示しており、（ｂ）はスイッチング素子４とダイ
オード５に流れる電流波形Ｉ′Ｄｓ’ｒ示しており、（
Ｃ）は同期発振制御回路４２の駆動パルス波形Ｖ、、ｅ
示しており、（ｄ）はコンデンサ４１に流れる電流波彫
工′。を示しており、（ｉ）　ｌｄ前記２次巻線３Ｃに
流れる２次電流波形工。を示しており、０）は前記２次
巻線３Ｃの両端に発生する誘起電圧波形Ｖ。を示してい
る。各動作波形よりわかるように、スイッチング素子４
のオン期間にトランス３とインダクタンス４６にエネル
ギーが蓄積され、オフ期間にトランス３に蓄積されたエ
ネルギーは前記２次巻線３０に介して出力端子１１−１
１’に放出されると共にインダクタンス４６に蓄積され
たエネルギーはコンデンサ４１を充電する方向に放出さ
れ、インダクタンス４６のインダクタンス値りとコンデ
ンサ４１の容量値Ｃで決定される共振周波数ｆ。中棒π
Ｊτ１で正弦波状に振動する電圧がコンデンサ４１の両
端に発生する。さらに、前記正弦状に振動する電圧は、
直流電源１０入力電圧と前記１次巻線３ａに発生するフ
ライバツク電圧との和を中心にして振動するため、振幅
が前記入力電圧とフライバック電圧の和より十分大きく
なるようにインダクタンス４５とコンデンサ４１の値お
よびオン期間を設定することで、コンデンサ４１の両端
電圧が負になる期間を発生さセ、コの期間はコンデンサ
４１の両端電圧がゼロでダイオード６を介して電流がイ
ンダクタンス４６に流れている時で同期発振制御回路４
２によりスイッチング素子４はオンするが、この時スイ
ッチング素子４にはコンデンサ４１の放電々流は流れず
、しかも印加電圧がゼロの状態でオンするいわゆるゼロ
クロススイッチングとなる。この動作をくり返して出力
端子１１−１１’に出力電圧が供給される。このような
共振型スイッチング電源装置では、スイッチング素子４
のターンオンおよびターンオフ時に印加される電圧波形
（方式によっては電流波形でちることも、両方の波形で
あることもある。）がスイッチング素子４の応答スピー
ドに関係なく正弦波状に傾きをもってゆるやかに変化す
るため、電流波形が急峻に変化してもスイ１４１＼−ノ ツチング損失は小さく、しかも電圧波形が正弦波のため
スイッチングノイズも非常に少ない。しかしこのような
共振型スイッチング電源装置は、スイッチング素子４が
オンする時に必ず前記ゼロクロススイッチングで行わな
ければ、コンデンサ４１の蓄積電荷をスイッチング素子
４で短絡することになり、スイッチング素子４を破壊し
たり、スイッチング損失が急激に増加したジ、スイッチ
ングノイズが増加したりする。そこで前記ゼロクロスス
イッチングを確保しながら、広範囲な入力電圧の変動や
出力電流の変動に対し出力電圧’ｋ　−定に保つために
制御を行うことは非常に困難であり、かつ現在まで有効
な手段が発見されておらず実用化することができない。

すなわちオン期間は前記ゼロクロススイッチングを確保
するため最小値が制限され、オフ期間Ｔ。、Ｆも前記ゼ
ロクロス十分に広い制御特性が得られない。さらに、第
２２１５　・ 図に示す従来方式ではスイッチング素子４に印加される
電圧（又は電流）波形は方形波であるが、共振型では正
弦波となるため印加波形のピーク値が増加してスイッチ
ング素子４が大容量化し、さらに大きな共振電流がイン
ダクタンス４６．コンデンサ４１および前記１次巻線３
Ｃ（ｉ）介して直流電源１に流れる。さらに、トランス
３の２次巻線を複数とし、それぞれの巻線に整流平滑手
段を設けて複数の出力電圧を得るように構成した従来の
スイッチング電源装置の一構成例を第２６図に示す。第
２６図において、第２２図と同じものは同一の符号を付
し説明は省略する。第２６図において、３ｆはトランス
３に巻かれた第２の２次巻線であり、一端を出力端子６
２′に接続し、他端を整流ダイオード６０を介して出方
端子６２に接続している。６１はコンデンサであり、出
力端子６２−６２’間に接続され前記２次巻線３ｆの誘
起電圧を平滑して出力電圧とする。

出力端子６２−６２’の出力電圧Ｖ。ＵＴ”が誤差増幅
器１６．基準電圧１６．絶縁伝達手段１４゜同期発振制
御回路１３により安定に制御される動作については、す
でに第２２図および第２３図を用いて説明したものと同
じため省略するが、直接制御されない非制御出力となる
出力端子１１−１１’わされる電圧になるが、主に２次
巻線インピーダンスや整流ダイオードの動作インピーダ
ンスおよび前記２次巻線３Ｃと３ｆのリーケージインダ
クタンスの影響により出力電流による電圧降下が生じる
ため、出力電圧Ｖ。ＵＴ２の安定度はあ１シ良くない。

ここで、Ｎｓ、は前記２次巻線３ｆの巻線数で、Ｎ８２
は前記２次巻線３Ｃの巻線数を示す。

発明が解決しようとする課題 このような従来の構成では、第２２図において入力電圧
および出力電流の変動に対して、出力電圧を一定に制御
するには発振周波数を大きく可変する必要があり、スイ
ッチング素子４の動作周波数や同期発振制御回路１３の
応答および制御系の応答等により、発振周波数の上限が
決定されるた１７　・（ め、制御範囲を広くするには発振周波数の下限を低くす
るしかなく、トランス３や２次巻線側の整流平滑回路は
最小発振周波数で設計するため大型化、大容量化して電
源形状が大型化しコストアップになってしまう。さらに
出力電流の過渡的な変動に対して、制御ループの応答遅
れがあるため出力電圧に過渡的な変動が発生するが、特
に出力電圧が過渡的に高くなった場合に平滑コンデンサ
９の放電は出力端子１１−１１’　より出力電流として
行われるため、出力電流が小さい場合に放電スピードが
遅く出力電圧の安定に時間かがかり出力電圧の過渡応答
が著しく悪化する。さらに出力端子間の短絡や出力電流
の過電流による保護を行うため、オン期間の最大値を制
限する回路が必要となり、１次巻線側と２次巻線側の絶
縁が必要な場合には制御信号の伝達のためフォトカプラ
等の絶縁伝達手段１４が必要になるなど、回路が複雑化
してコストアップになる。さらにスイッチング素子４の
ターンオンやターンオフ時のスイッチング損失を減少さ
せ高周波化するため、スイッチング１８）＼−７ 素子４の応答スピードを早くすればスイッチングノイズ
が増加し１機器のノイズ障害防止のため入出力端子に挿
入されるノイズフィルタが大型化し、さらにスイッチン
グ素子４に印加される電圧と電流波形のサージが増加す
るため、必要以上の大容量スイッチング素子が必要とな
る。このような課題を解決するために、スナバ−を強化
してターンオフ波形の急峻な変化を抑制すると、ターン
オン損失の増加やスナバ−損失が増加するなど効率の低
下があジ、実用的でない。さらにスイッチング損失を減
少し、同時にスイッチングノイズも減少させる方法とし
て最近第２４図に示すような共振型スイッチング電源装
置が種々提案されているが、ゼロクロススイッチングを
達成するためには出力電圧の安定化制御が困難であり、
さらにスイッチング素子４に印加される電圧波形もしく
は電流波形が正弦波となりピーク値が増加するためスイ
ッチング素子４の容量を大きくする必要があり、大きな
共振電流により効率があまり向上しないなど実用的でな
い。

１９　・・　・ さらにスイッチングノイズは、トランスの１次巻線側の
みに発生するだけでなく、２次巻線側にも同様にリーケ
ージインダクタンス（２次巻線側から見たトランスの２
次巻線と１次巻線のり一ケージインダクタンス）と２次
巻線の分布容量によるリンギング波形の発生や整流ダイ
オードのりカバリ−電流などにより大きなスイッチング
ノイズが主にスイッチング素子４のターンオン時に発生
する。これらの対策として、前記１次巻線側の対策と同
様にスナバ−回路を前記２次巻線の両端や整流ダイオー
ドの両端に接続して防止するが、スナバ−損失の増加や
スナバ−に流れる電流がトランスの２次巻線から１次巻
線に伝達され、スイッチング素子４のターンオン時のス
パイク電流が増太し損失を増加させる。

さらに第２６図に示す複数の２次巻線を有する従来の構
成では、多出力のうち出力電圧が検出され制御されてい
る制御出力については絶えず安定に制御されるが、それ
以外の非制御出力については出力電流の変動により少な
からず影響を受は出力電圧が若干変化する。特に非制御
出力の出力電流が少なくなる軽負荷時には、前記制御出
力を構成するトランスの２次巻線と非制御出力を構成す
る他の２次巻線の結合が悪いと、トランスのリーケージ
インダクタンスによυ発生するスパイク電圧の影響を受
けやすくなり、非制御出力の出力電圧が大きく上昇して
し１つ。この場合、制御出力の出力電流が大きい程また
非制御出力の出力電流が少ない程、非制御出力の出力電
圧の上昇は大きくなる。非制御出力の軽負荷時の出力電
圧の上昇を防止するには、軽負荷にならないように非制
御出力の出力端子間に抵抗などを接続してブリーダー電
流を流すことや、レギュレータ回路を介して出力全供給
するなどで対策が行われるが、ブリーダー電流による損
失やレギュレータ回路損失が発生するため、スイッチン
グ電源効率が低下するという課題があった。

本発明はこのような課題を解決するもので、出力電圧の
過渡応答が改善でき、電源の小型化・低コスト化を実現
するものであり、さらに安定化側２１　・　７ 御が従来方式と同一で、広く安定しており、スイッチン
グ損失を減少でき、しかもスイッチングノイズを減少す
ることが可能となり、高周波化を実現するものであり、
さらに複数の２次巻線を有する多出力においても損失の
低下が少なく、非制御出力の軽負荷時の出力電圧上昇を
抑えることができ、スイッチング電源装置の高効率化を
実現することを目的とするものである。

課題全解決するための手段 この課題を解決するために本発明は、第１のスイッチ手
段がオン・オフされ、前記第１のスイッチ手段がオンの
とき入力電圧をトランスの１次巻線に印加して１次電流
を流し前記トランスにエネルギーを貯え、前記第１のス
イッチ手段がオフのとき前記トランスに貯えられたエネ
ルギーを２次電流として前記トランスの２次巻線よジ放
出し、前記２次電流を整流手段と平滑手段により整流平
滑して出力電圧を得て、前記トランスに貯えられたエネ
ルギーをすべて前記トランスの２次巻線より放出した後
に前記整流手段に並列接続された第２２　・＼　７ ２のスイッチ手段を介して前記出力電圧を前記トランス
の２次巻線に印加され、前記第２のスイッチ手段により
前記出力電圧が前記トランスの２次巻線に印カロされる
期間を変化させることで前記出力電圧の制御を行うよう
に構成したものであり、さらに前記第１のスイッチ手段
および前記第２のスイッチ手段のどちらか一方または両
方にコンデンサを並列に接続するように構成したもので
あり、また前記第１のスイッチ手段がオフ期間に前記ト
ランスに貯えられたエネルギーを前記トランスの複数の
２次巻線より整流平滑手段を介して複数の出力電圧とし
て供給し、少なくとも前記出力電圧の一つが安定化され
るように前記第１のスイッチ手段のオン期間が制御され
、他の安定化されない前記出力電圧のうち少なくとも一
つの出力電圧を前記第２のスイッチ手段を介して前記ト
ランスの２次巻線に前記第１のスイッチ手段がオフの期
間に印加するように構成したものである。

作用 この構成により、オン期間に１次巻線に流れる２３　・
・ １次電流によシトランスに貯えられたエネルギーを、オ
フ期間中に２次巻線を介して２次電流として出力に放出
したエネルギーのうち過剰なエネルギーを再び２次巻線
に流れる逆方向の２次電流としてトランスに貯え、１次
巻線を介して逆方向の１次電流として１次巻線側に回生
ずることにより出力の制御を行うもので、２次巻線に流
れる前記逆方向の２次電流を制御することで、１次巻線
側に回生するエネルギーを制御し出力より供給するエネ
ルギーを制御し、出力電圧を一定になるように制御する
ものであり、さらに、１次巻線側および２次巻線側のス
イッチ手段に並列にコンデンサを接続し、前記回生する
エネルギーを利用し前記コンデンサの蓄積電荷を放電す
ることで、スイッチ手段のターンオン時の電圧波形およ
びターンオン時の電流波形の急峻な変化を防止させ、ス
イッチング損失とスイッチングノイズを減少させるもの
であり、筐だ前記トランスの複数の２次巻線と整流平滑
手段より供給される複数の出力で、非安定化出力から前
記回生エネルギーを供給して直流電源に回生ずることに
より、出力が軽負荷になっても１次巻線を介して回生ず
るエネルギーだけ絶えず負荷がつながっていることにな
り、軽負荷時の出力電圧の上昇を防止できるうえに、回
生されたエネルギーは直流電源に再び戻るため損失が発
生しないものである。

実施例 第１図は本発明の一実施例によるスイッチング電源装置
の回路構成図である。第１図において、第２２図と同じ
ものは同一の符号を付し説明は省略する。１は直流電源
であり、２−２′は入力端子であり、３はトランスで１
次巻線３ａ、２次巻ａｔｓｃ、バイアス巻線３ｂより構
成されており、４は第１のスイッチ手段であるスイッチ
ング素子であり、７は整流ダイオードであり、９は平滑
コンデンサであ！１，１１−１１’は出力端子である。

５はダイオードであり、トランス３に貯わえられたエネ
ルギーが前記１次巻線３ａを介して直流電源１に電力回
生する時に、スイッチング素子４がオフしている時でも
１次巻線３ａの回生電流を流２６　＼　７ すことができるように、スイッチング素子４と並列に接
続され、アノードを入力端子２′へ接続し、カンードを
前記１次巻線３ａの一端に接続したものである。６は同
期発振回路であり、スイッチング素子４を決められたオ
ン期間でオン動作させ、スイッチング素子４０オフ期間
を前記バイアス巻線３ｂの誘起電圧の極性が反転する寸
で持続するようにオフ動作させ、このオン・オフの繰返
しにより発振を続けるものである。８は第２のスイッチ
手段である２次スイッチング素子であり、スイッチング
素子４のオン期間に貯えられたトランス３のエネルギー
が、スイッチング素子４のオフ期間に前記２次巻線３Ｃ
を介して整流ダイオード７又は前記２次スイッチング素
子８から平滑コンデンサ９に放出された後、今度は逆に
平滑コンデンサ９から前記２次スイッチング素子８を介
して前記２次巻線３Ｃに２次電流を流す逆流期間を、制
御回路１０より制御される。１０は制御回路であり、出
力端子１１−１１’間の出力電圧を検出し内部基準電圧
と比較して、２次スイッチング素子２６　・＼−。

８の前記２次電流を流す逆流期間を変化させる。

次に第２図も参照して詳しく動作説明を行う。

第２図において（ａ）はスイッチング素子４０両端電圧
波形ｖＤ８を示しており、（１））は前記１次巻線３２
Ｌに流れる１次電流工、を示しており、（Ｃ）は同期発
振回路６の駆動パルス波形Ｖ、、に示しており、（ｄ）
は前記２次巻線３Ｃに流れる２次電流波形工。を示して
おり、（ｅ）ｕ２次スイッチング素子８の駆動パルス波
形Ｖ、２ｅ示しており、オフ期間中で斜線で示した期間
が前記２次巻線３ｃに２次電流を流す逆流期間を示して
いる。同期発振回路ｅにより決められたオン期間で動作
するスイッチング素子４０オン期間に前記１次巻線Ｃｌ
Ｌｉ介して流れる１次電流によ）トランス３に磁束が発
生しエネルギーが蓄積される。この時トランス３の２次
巻線３Ｃに誘起電圧が発生するが、整流ダイオード７を
逆バイアスする方向に電圧が印加されるように構成され
るとともに、２次スイッチング素子８はオフしているよ
うに構成されている。同期発振回路６のオフ信号でスイ
ッチング素子４がオフする２ア・弓 と前記１次巻線３ａにフライバック電圧が発生すると同
時に、前記２次巻線３Ｃにもフライバック電圧が発生し
、整流ダイオード７を順バイアスする方向に電圧が印加
されるため、トランス３に蓄積されたエネルギーが前記
２次巻線３０に介して２次電流として放出され、平滑コ
ンデンサ９により平滑されて出力電圧として出力端子１
１−１１′に供給される。この時、２次スイッチング素
子８も制御回路１０によりオンされるがどちらを２次電
流が流れても特に動作上変化は生じない。トランス３に
蓄積されたエネルギーがすべて放出され２次電流がゼロ
になると、すでにオンしている２次スイッチング素子８
を介して平滑コンデンサ９０両端電圧、すなわち出力電
圧は前記２次巻線３Ｃに印加されるため、平滑コンデン
サ９よジ逆方向に２次電流が流れ、トランス３に前記と
は逆方向の磁束が発生しエネルギーが蓄積される。この
状態ではトランス３の各巻線に発生する誘起電圧の極性
は変化しないため、前記バイアス巻線３ｂのフライバッ
ク電圧も変化しないため同期発振回路６はスイッチング
素子４のオフ期間を持続させる。制御回路１０により２
次スイッチング素子８のオン期間は制御されており、２
次スイッチング素子８がオフするとトランス３の各巻線
に発生する誘起電圧は極性が反転するため、前記２次巻
線３Ｃに発生する誘起電圧は整流ダイオード７を逆バイ
アスし、２次スイッチング素子８もオフしているため２
次巻線電流は流れなくなり、前記１次巻線３乙に発生す
る誘起電圧はスイッチング素子４の接続端を負電圧に、
入力端子１の接続端を正電圧にする方向に発生するため
、ダイオード６を介して直流電源１を充電する方向に１
次電流が流れ、オフ期間中に蓄積されたトランス３のエ
ネルギーを直流電源１に電力回生を行う。この時に前記
バイアス巻線３ｂに発生する誘起電圧の極性も反転する
ため、同期発振回路６はスイッチング素子４をオンさせ
るが、１次電流がどちらを流れても特に動作上変化は生
じない。オフ期間にトランス３に蓄積されたエネルギー
がすべて放出され１次電流がゼロになると、すでにオン
している２９・＼−ノ スイッチング索子４を介して直流電源１より前記とは逆
方向の放電するように１次電流か流れてトランス３に磁
束が発生しエネルギーが蓄積される。

この状態ではトランス３の各巻線に発生する誘起電圧の
極性は変化せず、同期発振回路６によりスイッチング素
子４はオンを持続する。同期発振回路６により決められ
たオン期間で動作するスイッチング素子４がオフすると
、トランス３に蓄積されたエネルギーは前記２次巻線３
Ｃを介して２次電流として放出される。これらの動作を
繰返すことで、出力電圧は連続的に出力端子１１−１１
’より供給される。

さらに出力電圧が安定に制御される動作について詳しく
説明する。第２図に各動作波形を示しているが、同期発
振回路６の駆動ノくルス波形ｖＧ１のオフ期間（１，〜
ｔ、）　’（ｉ７　Ｔｏ、、　　とし、そのうち２次電
流工。の逆流期間（ｔ２〜１５）をＴ′ＯＦＦとし、方
オン期間（１３〜ｔｓ）’＜ＴｏＭ　とし、そのうち１
次電流工。の回生期間（１３〜ｔ４）ｋＴ九とする。

この時の出力端子１１−１１’　より出力電流Ｉ。ＬＩ
Ｔ３０へ−７ ＝２ＴＯＦＦ）で表わされ、出力電圧■。Ｕ、はここで
、Ｎｓは前記２次巻線３Ｃの巻線数であり、ＮＰは前記
１次巻線３ａの巻線数であり、Ｌ８は前記２次巻線３Ｃ
のインダクタンス値であり。

Ｖ工、は直流電源１より供給される入力電圧であり、Ｔ
ＯＮはスイッチング素子４のオン期間であり、Ｔｏ□は
スイッチング素子４のオフ期間でｈｖ、Ｔは発振周期で
ある。

前記オン期間Ｔ。、は、同期発振回路６により決められ
た一定値に保たれているため、出力電圧ｖｏｔｌＴ　が
一定であれば前記オフ期間Ｔ。□　も一定で発振周波数
ｆも一定となる。しかし前記逆流期３１　・＼−／ 間ＴＯＦＦ　は、制御回路１０により制御される２次ス
イッチング素子８で変化でき、出力電流工。Ｕ。

が変化すると前記関係式よ”　”ＯＵＴ　”　Ｋ×（Ｔ
ＯＦＦ圧Ｖ。ＵＴ　　が一定であれば一定となる。）で
表わされるように、前記逆流期間Ｔ≦２．を変化するこ
とで制御可能となる。さらに前記入力電圧ｖ、、ｌの変
化に対しても、前記関係式 Ｔ品、’　　ｋ変化させることで制御可能となる。以上
のことより、出力電圧Ｖ。［ＩＴ　は、制御回路１０に
より制御される２次スイッチング素子８のオン期間を制
御することで逆流期間Ｔ。′２．を変化させ、絶えず一
定となるように制御される。

第３図は出力電流工。Ｕ、が変化した時の各動作波形、
第４図はその時のトランス３の磁束変化を示しているＢ
−Ｈ曲線で、第３図において第２図と同じものは同一の
符号を付し説明は省略する。

第３図で実線は出力端子１１−１１’　より出力電流Ｉ
。ＴＩＴ　が最大に流れている時でいわゆる最大負荷時
を示し１点線は出力電流工。。、がゼロの時でいわゆる
無負荷時を示している。第４図で実線は前記最大負荷時
の磁束変化で点線は前記無負荷時の磁束変化を示してお
り、入力電圧が一定であれば出力電流が変化してもＴ。

Ｎ期間Ｔ。、２期間が一定であることから磁束変化幅Δ
Ｂは絶えず一定となる。

第６図に本発明の他の実施例を具体的に示す。

第１図と同じものは同一の符号を付し説明は省略する。

３ｄＦｉ、トランス３の２次巻線３ｃに巻き上げて作ら
れた２次バイアス巻線であり、２１，２３゜３ｏはバイ
ポーラ型トランジスタ（以下ＢＰＴと略す）であり、２
２’、２６．２７．２９は抵抗であり、２４．２６はコ
ンデンサであり、２８はダイオードであり、３１は誤差
増幅器であり、３２は基準電圧である。本実施例では、
スイッチング素子４としてＢＰＴ２１ｉ、２次スイッチ
ング素子８としてＢＰＴ３ｏを使用している。さらに同
３３八。

期発振回路６を構成している回路の動作は、ＢＰＴ２１
のオン期間に前記バイアス巻線３ｂに発生する誘起電圧
より抵抗２６とコンデンサ２６の直列接続回路を介して
ＢＰＴ２１の駆動電流が供給されＢＰＴ２１のオンは持
続するが、オン期間では前記バイアス巻線３ｂに発生す
る入力電圧に比例した誘起電圧より抵抗２７を介してコ
ンデンサ２４を充電するため、コンデンサ２４の両端電
圧が上昇しＢＰＴ２３のベースを駆動するとＢＰＴ２３
はオンし、ＢＰＴ２１のベースをショートしてオフさせ
る。オン期間は、ＢＰＴ２１のオフ期間に発生する前記
バイアス巻線３ｂの出力電圧に比例したフライバック電
圧によりダイオード２８を介しコンデンサ２４に貯えら
れたＢＰＴ２３のベースを逆バイアスする電圧をオン期
間に充電してＢＰＴ２３のベースを駆動するまでの時間
で決定され、入力電圧、出力電圧により多少変化はする
がほぼ一定のオン期間を確保するように構成されている
。さらに制御回路１０を構成している回路の動作は、Ｂ
ＰＴ２１のオフ期間に前記２次バ３４　ヘ−ノ イアス巻線３ｄｖｃ発生するフライバック電圧により抵
抗２９を介してＢＰＴ３００ベースがドライブされてオ
ンし、オン期間にトランス３に蓄積されたエネルギーが
オフ期間に前記２次巻線３０’（（介して２次電流とし
て放出された後、すでにオンしているＢＰＴ３０’ｉ介
してコンデンサ９より逆方向に２次電流が前記２次巻線
３Ｃに流れ込み、る直線的に増加する電流であり、さら
にＢＰＴ３ｏのベース電流Ｉ、は出力電圧を検出して基
準電圧３２ど比較され誤差増幅器３１により制御されて
いるため、２次電流喝は工ち＝に×ｈ、、で決まる値で
制限されることになり、ＢＰＴ３０のペース電流エニヲ
制御することで逆流期間Ｔ。′、。

ることが可能となる。

前記２次電流が直線的々増加から一定電流に制限される
と、前記２次バイアス巻線３ｄの誘起電圧がなくなるた
め急速にＢＰＴ３０はオフし、同３５　・・−７ 時にトランス３の各巻線の誘起電圧の極性は反転し、前
記バイアス巻線３ｂにもＢＰＴ２１のベースを順バイア
スする方向に誘起電圧が発生するため、再びＢＰＴ２１
はオンされることになる。以上の動作の繰返しによ！ｌ
１発振は持続し、出力電圧が制御される。尚、抵抗２２
はＢＰＴ２１のベースに微少な電流を供給し起動開始を
行わせる。

第６図に本発明の他の実施例を示すが、第６図のスイッ
チング素子４および２次スイッチング素子８を電界効果
型トランジスタ（以下にＦＩＴと略す）にしたもので、
ＦＥＴの寄性的に内蔵されているボディーダイオードを
利用することで、ダイオード６および整流ダイオード７
を無くした構成であり、動作は第６図と同一のため説明
は省略する。３３．３４はＦＦ、Ｔであり、抵抗２２は
ＦＥＴ３３のゲートに電圧を供給し起動開始を行わせる
。

第７図に本発明の他の実施例を示すが、第１図のトラン
ス３に別巻線である帰還巻ｉ％１３６に設け、トランス
３０２次巻線３ＣによりＩ−ランス３に貯えられたエネ
ルギーを出力端子１１−１１′に放出し、前記帰還巻線
３ｅに直列に接続されたダイオード３５と２次スイッチ
ング素子８の直列接続回路により出力電圧が印加される
ことで、トランス３に再びエネルギーを貯えトランス３
の１次巻線３ａを介して直流電源１にエネルギーを回生
ずるように構成したものであり、動作は第１図と同一の
ため説明は省略する。ただしこの場合、前記２次巻線３
Ｃと前記帰還巻線３ｅの巻線数は同一もしくは前記２次
巻線３Ｃの巻線数の方が前記帰還巻線３ｅより少ないこ
とが必要であり、特に前記巻線数が同一であればダイオ
ード３６は省略できる。

第８図に本発明の他の実施例を示すが、第１図のトラン
ス３に別巻線である多出力巻線３ｆｉ設け、出力電圧を
多出力構成としたものであり、前記多出力巻線３ｆに接
線された整流ダイオード３６、平滑コンデンサ３７によ
り整流平滑された第２の出力電圧を出力端子３８−３８
”ｉ介して供給するように構成したものであり、動作は
第１３７　・飄　。

図と同一のため説明は省略する。なお、さらに多くの出
力電圧を得るために、トランス３に別巻線を同様に多数
個構成することも可能である。

第９図に本発明の他の実施例を示すが、第１図の同期発
振回路６を他励発振回路３９に変更しさらにトランス３
のバイアス巻線３　ｂｉ外したもので、前記他励発振回
路３９はあらかじめ決められた一定周波数でオン・オフ
しスイッチング素子４をドライブするように構成されて
おり、第」図と同じものは同一の符号を付し説明は省略
する。第９図の本発明の動作説明は、第１０図も参照し
て説明を行う。第１０図において第２図と同じものは同
一の符号を付し説明は省略する。他励発振回路３９０オ
ン期間（ｔ、５〜ｔ１６）にトランス３に貯えられたエ
ネルギーは、他励発振回路３９のオフ期１１ｊ　（ｔｌ
　＋〜ｔ、５）のうちトランス３０２次巻線３ｃｉ介し
て出力電圧に放出する期間Ｔ。ＦＦ１（ｔ１１〜ｔ１□
）とトランス３の２次巻線３Ｃに２次スイッチング素子
８を介して出力電圧が印加される逆電流期間Ｔ。ＦＦ２
　（ｔ１２〜ｔ、３）と前配置次３８　・・−／ 巻線３２Ｌｉ介して逆電流期間で。２，２にトランス３
に貯えられたエネルギーが直流電源１に回生ずる回生期
間ＴＯＦＦ３　（ｔ、５〜ｔ、４）とトランス３に磁束
が発生していなくスイッチング素子４の両端電圧が直流
電源１の入力電圧Ｖ工、と同一となるゲット期間Ｔ。Ｆ
Ｆ４　（ｔ１４〜ｔ、５）に分けられる。これらの動作
により第１図と同一な動作で出力電圧は制御されるが、
他励発振回路３９のオフ期間はゲット期間Ｔ。２，４が
発生するように設定する必要がある。

第１１図に本発明の他の実施例を示すが、第１図の入出
力絶縁構成から非絶縁構成にしたもので、いわゆるパッ
クブースト（ＢＵＣＫ−ＢＯＯ８Ｔ）型のコンバータで
、動作は第１図と同一のため説明は省略する。

４０はチョークトランスでメイン巻ＩＪ４ｏａとバイア
ス巻線４ｏｂより構成されている。スイッチング素子４
がオンすると前記メイン巻線４０＆に入力より電流が流
れチョークトランス４０にエネルギーが蓄積され、オフ
すると前記メイン巻線３９　・、　７ ４０！Ｌ’ｉ介してチョークトランス４ｏに蓄積された
エネルギーが出力に放出され、前記バイアス巻線４０ｂ
は同期発振回路６のオン開始タイミングを与えるもので
ある。

さらに本発明では出力電流の過電流に対して、ＴｏＮ期
間は絶えず同期発振回路６および他励発振回路３９で予
かしめ決められた一定に固定されており、最大出力電流
は自動的に制限されるが、入力電圧の変化により最大出
力電流も変化する。さらに入力電圧に対して反比例的に
Ｔ。、１期間を変化させることで、入力電圧が変動して
も出力電流の過電流に対して最大出力電流を一定にする
こともできる。さらにダイオード７は、スイッチング素
子４がオフした時に同期して２次スイッチング素子８が
オンするように構成すれば、２次電流はすべて２次スイ
ッチング素子８に流れるため整流ダイオード７は不要と
なる。同様に同期発振回路６のオンが２次スイッチング
素子８のオフに同期するように構成すればダイオード６
は不要となる。

第１２図に本発明の他の実施例を具体的に示す。

第１２図において、第１図、第２４図と同じものは同一
の符号を付し説明は省略する。４１はスイッチング素子
４に並列に接続されたコンデンサ、４２は同期発振制御
回路、４３は制御回路であり、２次スイッチング素子８
の前記２次電流を流す逆流期間を決める。４４は２次側
制御ブロックを示している。

次に第１３図を参照して動作説明を行う。第１３図にお
いて、（＆）Ｕスイッチング素子４の両端電圧波形ｖＤ
ｓヲ示しており、（ｂ）はスイッチング素子４とダイオ
ード６に流れる電流波形ＩＤ、　ｋ示しており、（Ｃ）
は同期発振制御回路４２の駆動パルス波形ＶＧ１に示し
ており、（ｄ）は前記２次巻線３Ｃに流れる２次電流波
形Ｉ。を示しており、（６）は制御回路４３′の駆動パ
ルス波形Ｖ、’に示しており、（ｆ）はコンデンサ４１
に流れる電流波形ＩＣを示しており、オン期間中で前記
１次巻線３ａから直流電源ＩＫ１Ｋ１流電流す回生期間
を示し、オフ期間中で斜線で示した期間が前記２次巻線
３Ｃに２次電流を流す逆流期間を示している。さらに第
１３４１　・・ 図において、実線は出力端子１１−１１’　より出力電
流工。Ｕ、が流れている状態を示し、点線は出力電流工
。Ｕ、が無い場合のいわゆる無負荷状態の各波形の変化
を示している。

スイッチング素子４に並列に接続したコンデンサ４１に
より、同期発振制御回路４２のオフ信号でスイッチング
素子４がオフすると前記１次巻線３２Ｌにオン期間とは
逆極性の誘起電圧すなわちフライバック電圧が発生する
が、コンデンサ４１によシフライバック電圧の上昇は比
較的ゆるやかになりスイッチング素子４に印加される電
圧の急激な上昇を抑制しターンオフ損失を減少させると
同時に、前記２次巻線３Ｃにもフライバック電圧が発生
し、整流ダイオード７を順バイアスする方向に電圧が印
加されるようになるため、トランス３に蓄積されたエネ
ルギーが前記２次巻線３０を介して２次電流として放出
される。前記２次巻線３Ｃより放出される２次電流がゼ
ロになると、すでにオンしている２次スイッチング素子
８を介して平滑コンデンサ９の両端電圧すなわち出力電
圧４２　ｌ＼−７ は前記２次巻線３Ｃに印加されるため、平滑コンデンサ
９よジ前記２次巻線３Ｃに向って逆方向の２次電流が流
れ、トランス３に前記とは逆方向の磁束が発生しエネル
ギーが蓄積される。制御回路４３により逆方向の２次電
流が流れる期間である逆流期間は制御されており、２次
スイッチング素子８がオフするとトランス３の各巻線に
発生する誘起電圧の極性が反転するため、前記２次巻線
３０に発生する誘起電圧は整流ダイオード７を逆バイア
スし、２次スイッチング素子８もオフしているため、前
記１次巻線３ａに発生する誘起電圧はコンデンサ４１の
接続端子を負電圧に、入力端子２の接続端を正電圧にす
る方向に発生してコンデンサ４１のすでに蓄積された電
荷を放電する方向に１次電流が直流電源を充電する方向
に流れ、前記逆流期間に蓄積されたエネルギーを直流電
源１に電力回生全行う。この動作によりコンデンサ４１
の両端電圧は低下して、ゼロ電圧になるとダイオード６
を介してさらに前記逆流期間に蓄積されたエネルギーが
なくなるまで１次電流は流れ続４３　・、　。

けるがこの期間を回生期間とする。この時ダイオード６
を流れる電流を検出して同期発振制御回路４２はスイッ
チング素子４をオンさせるが、前記回生期間にすでにコ
ンデンサ４１０両端電圧はゼロのためスイッチング素子
４のターンオン時に損失は発生しなく、いわゆるゼロク
ロススイッチングとなっている。

さらに出力電圧が安定に制御される動作については、第
１図で詳しく説明した動作と同じため説明は省略する。

第１２図において制御回路４３により制御される逆流期
間”ｏｙｙ　　は、コンデンサ４１が回生期間Ｔ０１１
で完全に両端電圧がゼロに放電することが可能な値に選
定されるため、コンデンサ容景および入力電圧とフライ
バック電圧により固定または可変される。スイッチング
素子４に並列に接続したコンデンサ４１にょ九スイッチ
ング素子４のターンオフ時の電圧の急激な上昇は防止さ
れターンオフ損失は減少し、さらにトランス３のリーケ
ージインダクタンスにより発生するスパイク電圧も吸収
されるため印加電圧が低くなジ、さらにターンオン時に
はゼロクロススイッチングのためターンオン損失は発生
しなく、さらにコンデンサ４１に蓄積された電荷および
逆流期間にトランス３に蓄積されたエネルギーもすべて
直流電源１に回生されるため損失がほとんど発生せず、
さらに急峻な電圧波形の変化も防止できるためスイッチ
ングノイズが大幅に減少する。

第１４図は、第１２図の本発明の実施例における２次側
の制御回路４３の具体的な回路構成例を示しており、第
１２図と同じものは同一の符号を付し説明は省略する。

第１４図において、３ｅはトランス３０２次巻線３Ｃの
一端に接続され巻き上げられたドライブ巻線３ｅであり
、他端を抵抗４６を介してＢＰＴ４７のベースに接続さ
れておジ、４７はＢＰＴでダイオード７のカソードにコ
レクタを接続し、ダイオード７のアノードに抵抗４９を
介してエミッタを接続しておジ、４８はＢＰＴでベース
を抵抗４９とＢＰＴ４７のエミッタの接続点に接続し、
４６　・＼−。

コレクタを抵抗４９とＢＰＴ４７のベースの接続点に接
続し、エミッタをダイオード７と抵抗４９の接続点に接
続している。

第１４図の動作については、第６図で説明したものと同
じであるが、スイッチング素子４がオフ期間になると、
トランス３に蓄積されたエネルギーの一部が前記２次巻
線３Ｃ’ｉｚ介して出力端子１１−１１′に２次電流と
して放出されるが、この時前記ドライブ巻線３ｅにも誘
起電圧が発生しＢＰＴ４７のベースに抵抗４６を介して
ドライブ電流が供給され、ＢＰＴ４７はオン状態になる
が、前記２次巻線３Ｃより放出される２次電流のほとん
どはダイオード７を流れる。トランス３に蓄積されたエ
ネルギーがすべて放出されると、すでにオン状態である
ＢＰＴ４７と抵抗４９を介して出力電圧Ｖ。、ｌｌＴ　
は前記２次巻線３ｃに印加され、この時前記２次巻線３
Ｃに逆流期間ＴＯＦＦ　　で流れるる直線的に増加する
電流であり、抵抗４９の両端４６　ベース には前記２次電流に比例した電圧が発生し、抵抗４９０
両端に接続されたＢＰＴ４Ｂのベース・エミッタ間が順
バイアスされる電圧になるとＢＰＴ４８はオンするため
、ＢＰＴ４７のベースはショートされＢＰＴ４７はオフ
する。このＢＰＴ４７がオフすればトランス３の各巻線
に発生していた誘起電圧の極性が反転するため、前記ド
ライブ巻線３ｅはＢＰＴ４７のベースを逆バイアスする
方向に電圧が発生するため、ＢＰＴ４７はオフ状態を持
続することになる。この動作により決定され決定され、
ｖ８ｘはＢＰＴ４８のベース・エミッタ間順方向スレッ
シュ電圧であり、Ｒ４９は抵抗４９の抵抗値である。

第１２図において、トランス３に複数の２次巻線を有す
る多出力構成においても、複数の２次巻線のうち少なく
とも一つの巻線に同様な構成を設ければ同一の結果が得
られることは容易にわかり、さらに前記スイッチング素
子４に並列に接続され４７、＼−／ だコンデンサ４１をトランス３の１次巻線間に接続して
も同様な効果が得られる。

さらに第１５図に本発明の他の実施例を示す。

第１５図において、第１２図と同じものは同一の符号を
付し説明は省略する。６２はコンデンサであり、前記整
流ダイオード７の両端に接続され、２次スイッチング素
子８がオフする時に両端に印加されるトランス３０２次
巻線３Ｃと１次巻線３ａのリーケージインダクタンスに
より発生するスパイク電圧を吸収し急峻な電圧変化を防
止する。

８は２次スイッチング素子であり、２次側同期発振制御
回路６３の信号によりオン・オフする。

６３は２次側同期発振制御回路であり、２次スイッチン
グ素子８の駆動オン・オフ信号を発生し、整流ダイオー
ド７に電流が流れるの全検出してオンとし、さらに２次
スイッチング素子８の電流を検出して前記２次巻線３Ｃ
から出力端子１１′に流れる電流が一定値を越えるまで
オンを持続するように動作する。

第１５図の動作については、第１２図の１次巻線側で説
明した動作を２次巻線側にも同様に適用したものであり
、トランス３の１次巻線側と２次巻線側にそれぞれコン
デンサ４１．５２が接続されているため、トランス３の
リーケージインダクタンスにより発生する１次巻線３ａ
および２次巻線３Ｃにそれぞれ発生するスパイク電圧を
吸収し、同時に誘起電圧の急激な上昇も防止するため、
トランス３の１次巻線側３２Ｌと２次巻線３Ｃ側にそれ
ぞれ発生するスイッチングノイズが減少するためよりい
っそうの低ノイズ化が図られる。さらに、コンデンサ４
１．６２に吸収され蓄積されたエネルギーはすべてそれ
ぞれ入力および出力に回生され回収されるため損失は発
生せず、またスイッチング素子４および２次スイッチン
グ素子８のターンオン時にはゼロクロススイッチングの
ためターンオン損失は発生せず、ターンオフ時の印加電
圧の急激な上昇を防止するためターンオフ損失も共に低
減される。

第１２図および第１６図の実施例では、制御回路４３お
よび２次側同期発振制御回路５３の動作４９　八−／ を２次スイッチング素子８を流れる２次電流ｉ　−定に
するように制御を行ったが、第１図に示すように出力電
圧制御を行うようにしてもよく、この場合絶縁伝達手段
１４は不用になる。

さらに第１６図に本発明の他の実施例を具体的にボす。

第１６図は本発明の一実施例によるスイッチング電源装
置の回路構成図である。第１６図において、第１図およ
び第２６図と同じものは同一の符号を付し説明は省略す
る。３ｆはトランス３に巻線された第２の２次巻線であ
り、整流ダイオード６０、平滑コンデンサ６１を介して
出力端子６２６２′に出力電圧を供給する。６３は制御
回路でアク、２次スイッチング素子８の前記２次電流を
流す逆流期間を決める。６４は非制御出力ブロックを示
す。

次に第１７図も参照して詳しく動作説明を行う。

第１７図において、（ａ）はスイッチング素子４の両端
電圧波形ＶＩ、、　’ｉｒ：示しておジ、（ｂ）は前記
１次巻線３ａに流れる１次電流工ゎを示しており、（Ｃ
）は前６ｏヘージ 記２次巻Ｈ３ｆに流れる２次巻線電流波彫工。、を示し
ており、（ｄ）は前記２次巻線３Ｃに流れる２次電流波
形工。２を示しており、（ｅｌ）は同期発振制御回路１
３の駆動パルス波形ｖ０．を示しており、（０は制御回
路６３により制御される２次スイッチング素子８の駆動
パルス波形Ｖ、２’ｆｒ：示しておりオフ期間中で斜線
で示した期間が前記２次巻線３Ｃに２次電流を流す逆流
期間を示している。さらに第１７図において、実線は出
力端子１１−１１’　より出力電流工。ＵＴ２　が多く
流れ出ている状態を示し１点線は出力端子１１−１１’
　より出力電流工。ＵＴ２　が少なく流れ出ている状態
の各波形の変化を示している。なおこの場合、出力端子
６２−６２′より流れ出る出力電流工。８，１は一定と
している。出力端子６２−６２’の出力電圧Ｖ。。、１
が安定に制御される動作については、すでに第２６図に
示す従来の技術で詳細に説明したので省略するが、出力
端子１１−１１’の出力電圧Ｖ。ｔｌＴ２が安定化され
る動作について詳ＭｖＣ第１８図も使用して説明を行う
。第１８図は、出力端子６２−６２’５１　へ−７ の出力電流工。、Ｊ、１を一定とし、出力端子１１−１
１’の出力電流工。ＵＴ２を変化させた時の各出力端子
の出力電圧Ｖ。ＵＴ’およびＶ。ｔｌＴ２の変動を示し
たグラフであり、実線で示した方が本発明の実施例によ
るもので、点線で示した方が従来の出力特性であり、出
力電圧Ｖ。ＵＴｌについては絶えず制御されるためどち
らの場合も変動はしない。

トランス３０２次巻線３Ｃより供給されたエネルギーは
、出力端子１１−１１’より出力電流”０ｔｌＴ　２と
して使用される以外に、２次スイッチング素子８を介し
て前記２次巻線３ｃに逆流期間だけ電流が流れることで
一部使用されることになり、たとえ出力端子１１−１１
’より供給される出力電流Ｉ。Ｕ、２が無負荷となって
も逆流期間に流れる電流は絶えず使用されていることか
ら等制約に負荷が接続された状態となり、そのブリーダ
ー電流なる。ここで、Ｌ１１２は前記２次巻線３ｃのイ
ンダクタンス値であり、ＴＯＦＦ　は逆流期間を示して
いる。したがって、逆流期間ＴＯＦＦ　　を制御回路６
３により変化させることでブリーダー電流工。会Ｔ２　
ｋ調整でき、必要に応じてブリーダー電流工。、’、　
２　ｋ：設定できる。すでに説明したように、逆流期間
に前記２次巻線３Ｇに流れた電流すなわちブリーダー電
流Ｉ。品２はトランス３にエネルギーとして蓄積され２
次スイッチング素子８がオフすると前記１次巻線３ａ’
ｚ介して回生期間となり、直流電源１にもどされるため
損失は発生せず、逆流期間Ｔｏ；ｙ　　と回生期間Ｔ。

′、の関係はこのように、出力端子１１−１１’の出力
電圧ｖＯＵＴ２は、出力電流工。ＵＴ２の電流が無負荷
になっても第１８図に示すように出力電圧Ｖ。ＵＴ２の
上昇を防止することが可能となる。２次スイッチング素
子８と制御回路６３の具体的な構成は、第１４図回路構
成と同じため説明は省略する。

第１９図は、第１６図の本発明の実施例における非制御
出力ブロック６４の具体的々他の回路構６３　・・　／ 底側を示しており、第６図と同じものは同一の符号を付
し説明は省略する。第１９図において、７１はダイオー
ドであり、６６．６８はツェナーダイオードであり、６
６．６８．６９は抵抗であり、６７ばＢＰＴ”ｆｉある
。

スイッチング素子４がオフ期間になると２次バイアス巻
線３ｄより抵抗４６を介してＦＥＴＥｉｌのゲート・ソ
ース間に電圧が印加されるが、ダイオード７１．ツェナ
ーダイオード６６、抵抗６６により分圧されるため、Ｆ
ＥＴ５１のゲート・ンで決定される電圧となり、ＦＥＴ
３４のゲートスレッシュ電圧ｖｔｈ以下になるように抵
抗４６．６６およびツェナーダイオード６６の各値を設
定すればＦ］１ＣＴ３４はオフの′！！まとなり、ＦＥ
Ｔ３４の内蔵ダイオードのみが動作し通常の整流ダイオ
ードとして動作し、逆流期間は存在しない。ここで、ｖ
６は前記２次バイアス巻線３ｄのフライバック電圧であ
り、Ｖ２ｕツェナーダイオード６６のソロ　４７＼−ツ ェナー電圧であジ、Ｒ４６，Ｒ６６は抵抗４６　、６６
の抵抗値である。

しかし、出力端子１１−１１′の出力電流工。ＵＴ２が
軽負荷になり減少して出力電圧Ｖ。ＵＴ２が上昇し、ツ
ェナーダイオード７０のツェナー電圧を超えるとＢＰＴ
６７０ペースより抵抗６８．ツェナーダイオード７０を
介してドライブ電流が流れ、ＢＰＴ６７はオン状態とな
り抵抗６６０両端電圧が上昇し、ＦＩＣＴ３４のゲート
・ソース間印加電圧が上昇し、ＦＫＴ３４Ｆｉオン状態
となることで逆流期間を発生させ、ブリーダー電流が流
れて出力電圧ｖＯＵＴ２の上昇を防止する。この場合で
も、ＦＥＴ３４のゲート・ソース間電圧は最大でもツェ
ナーダイオード６６のツェナー電圧で固定されるため、
ゲートの保護およびブリーダー電流の無制限の増加を防
止できる。

第２０図は出力電圧Ｖ。ＵＴ２が安定化される様子を示
しており、ツェナーダイオード７０のツェナー電圧を変
えることで出力電圧Ｖ。ＵＴ２の上昇値を設定でき、出
力電圧Ｖ。ｌｌｌ７２が前記ツェナー電圧以６５１＼− 下ならば逆流期間はなくブリーダー電流もないことから
、ブリーダー電流分の出力電力の増加が防止できる。

第１６図において、制御出力の出力電圧安定化をスイッ
チング素子４のオン・オフ期間を制御することで行うよ
うに構成したが、直流電源１の入力電圧をレギュレター
等により制御することで出力電圧を安定化するように構
成しても同様に応用可能なことも容易にわかる。さらに
、直接出力電圧を検出して制御する以外に、トランス３
に検出巻線を設けて出力電圧と同様の電圧を得て、前言
己検出巻線の電圧を一定に制御することで出力電圧を制
御するいわゆる３次巻線制御方式に対しても同様に出力
電圧の安定化として応用可能なことも容易にわかる。さ
らに、非制御出力が複数であっても、同様な回路構成を
複数行うことで同様な効果が得られることも容易にわか
る。

発明の効果 以上のように本発明によれば、入力電圧および出力電流
の変動に対して、出力電圧を一定に制御するにはオン期
間を固定することができ発振周波数の変化を非常に少な
くでき、特に出力電流の変動に対しては発振周波数は固
定されるため高周波化が可能となり、トランスや２次側
整流平滑回路が小型化可能となり、発生ノイズに対して
も周波数の変動が少々いためノイズフィルタの減垂帯域
が狭くてよいなど、小型化、低コスト化が図れる。

さらに、出力電流の過渡的な変動に対しても、過渡応答
が改善される理由は、制御動作が２次巻線側のみで行わ
れるため信号の伝達が簡単となり応答が早くなり、特に
出力電圧が過渡的に高くなった場合に平滑コンデンサの
放電は出力端子より出力電流として行われるだけでなく
、前記畠力電流工ＯＵＴ　　の関係式で示したＩｏＵＴ
　＝に×（Ｔｏ　ＦＦ−２Ｔｏ′ｙＦ　）よ５に、逆電
流期間ＴＯＦＦがＴＯＦＩ’　〉ＴＯＦＦ　〉２　ＴＯ
ＦＦになれは出力電流Ｔ。ＬＩＴは負となυ出力電流が
１次巻線側に回生できるため、平滑コンデンサの放電が
早くなり出力応答が非常に改善される。さらに出力端子
間の短絡や出力電流の過電流による保護を行うための特
別な回路は不要となり、過渡的な６７　・＼−ノ 応答に対してもオン期間が固定されるため１次巻線側か
ら供給される電力が絶えず一定に制限されるため完全に
保護され、制御信号を１次巻線側に伝達する必要がない
ためフォトカプラ等の絶縁伝達手段が不要となり、回路
が簡単化でき信頼性も非常に高くなりコスト的にも低価
格化できるなどの効果が得られる。

さらに本発明によれば、従来と同一の制御範囲を有し、
スイッチング素子のターンオン・ターンオフ損失を大幅
に減少でき、同時にスイッチング素子に印加されるスパ
イク電圧およびスパイク電流も大幅に低減され、さらに
トランスの１次巻線側および２次巻線側に発生するスイ
ッチングノイズも減少できるなど、スイッチング電源装
置の高効率化および低ノイズ化が可能となり、さらに高
周波化も可能となるなどの大きな効果が得られる。

また、本発明によれは、同一トランスの複数の２次巻線
より供給される多出力電源において、非制御出力の軽負
荷時における出力電圧の上昇を防止することが比較的簡
単な回路で可能となり非削６Ｂ、＼−ン 押出力の安定度を大幅に向上でき、しかも軽負荷を防止
するためのブリーダー電流を１次巻線を介入力側の直流
電源へ回生されることから損失をほとんど発生させず、
スイッチング電源効率を向上させることが可能となるな
どの効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例によるスイッチング電源装置
を示す回路構成図、第２図〜第４図は本発明の第１図の
回路構成図の動作波形を示す説明図、第６図〜第９図は
本発明の他の実施例によるスイッチング電源装置を示す
回路構成図、第１０図は本発明の第９図の回路構成図の
動作波形を示す説明図、第１１図〜第１２図は本発明の
他の実施例によるスイッチング電源装置を示す回路構成
図、第１３図は本発明の第１２図の回路構成図の動作波
形を示す説明図、第１４図は本発明の第１２図に示す２
次側制御ブロックの具体的々回路構成図、第１６図〜第
１６図は本発明の他の実施例によるスイッチング電源装
置を示す回路構成図、第１７図は本発明の第１６図の回
路構成図の動作５９　・％−７ 波形を示す説明図、第１８図は本発明の第１６図の出力
特性を示す説明図、第１９図は本発明の第１６図に示す
２次側非制御ブロックの回路構成図、第２０図は本発明
の第１９図の出力特性を示す説明図、第２１図は本発明
の効果を示す説明図、第２２図は従来の回路構成図、第
２３図は従来の第２２図の回路構成図の動作波形を示す
説明図、第２４図は従来の他の実施例による回路構成図
、第２５図は従来の第２４図の回路構成図の動作波形を
示す説明図、第２６図は従来の他の実施例による回路構
成図である。 １・・・・・・直流電源、２−２’・・・・・・入力端
子、３・・・・・トランス、４・・・・・・スイッチン
グ素子、５・・・・・・ダイオード、６・・・・・・同
期発振回路、７・・・・・・整流ダイオード、８・・・
・・２次スイッチング素子、９・・・・・・平滑コンデ
ンサ、１０・・・・・・制御回路、１１−１１’・・・
・・・出力端子。 代理人の氏名　弁理士　粟　野　重　孝　ほか１名鞍 乾田Ｒ■都ＱヨＲ智頃 派 派

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力電圧をオン・オフさせる第１のスイッチ手段
   と、この第１のスイッチ手段に１次巻線が接続されたト
   ランスと、このトランスの２次巻線に接続された整流平
   滑手段と、この整流平滑手段の出力を上記第１のスイッ
   チ手段がオフの期間中において上記トランスの２次巻線
   に戻す第２のスイッチ手段を有し、上記第２のスイッチ
   手段を介して上記２次巻線に印加された上記整流平滑手
   段の出力を上記トランスの１次巻線に戻すスイッチング
   電源装置。
2. （２）請求項１において、第２のスイッチ手段は整流平
   滑手段の出力により制御されるスイッチング電源装置。
3. （３）請求項２において、第２のスイッチ手段は整流平
   滑手段の第１の整流手段と並列に接続されるスイッチン
   グ電源装置。
4. （４）請求項１において、第２のスイッチ手段はＦＥＴ
   で構成され、このＦＥＴは整流平滑手段の第１の整流手
   段も兼ねるスイッチング電源装置。
5. （５）請求項１において、１次巻線には１次巻線に戻さ
   れたエネルギーを流す第２の整流手段が接続されている
   スイッチング電源装置。
6. （６）請求項５において、第２の整流手段と第１のスイ
   ッチ手段が単一のＦＥＴで構成されるスイッチング電源
   装置。
7. （７）請求項１において、第２のスイッチ手段は整流平
   滑手段に接続された別の２次巻線に接続されるスイッチ
   ング電源装置。
8. （８）請求項１において、トランスの２次巻線が複数で
   あり、各２次巻線には整流平滑手段が接続されるスイッ
   チング電源装置。
9. （９）請求項１において、トランスがインダクタンス素
   子であるスイッチング電源装置。
10. （１０）入力電圧をオン・オフさせる第１のスイッチ手
    段と、この第１のスイッチ手段に１次巻線が接続された
    トランスと、このトランスの２次巻線に接続された整流
    平滑手段と、この整流平滑手段の出力を上記第１のスイ
    ッチ手段がオフの期間中において上記トランスの２次巻
    線に戻す第２のスイッチ手段と、上記整流平滑手段の出
    力により上記第１のスイッチ手段を制御する制御手段を
    有し、上記第２のスイッチ手段を介して上記２次巻線に
    印加された上記整流平滑手段の出力を上記トランスの１
    次巻線に戻すスイッチング電源装置。
11. （１１）請求項１０において、１次巻線には１次巻線に
    戻されたエネルギーを流す整流手段が接続されているス
    イッチング電源装置。
12. （１２）請求項１１において、整流手段と並列にコンデ
    ンサが接続されているスイッチング電源装置。
13. （１３）請求項１２において、整流平滑手段の整流手段
    と並列にコンデンサが接続されているスイッチング電源
    装置。
14. （１４）入力電圧をオン・オフさせる第１のスイッチ手
    段と、この第１のスイッチ手段に１次巻線が接続された
    トランスと、このトランスの第１、第２の２次巻線に接
    続された第１、第２の整流平滑手段と、この第１の整流
    平滑手段の出力を上記第１のスイッチ手段がオフの期間
    中において上記トランスの２次巻線に戻す第２のスイッ
    チ手段と、上記第２の整流平滑手段の出力により上記第
    １のスイッチ手段を制御する制御手段を有し、上記第２
    のスイッチ手段を介して上記第１の２次巻線に印加され
    た上記第１の整流平滑手段の出力を上記トランスの１次
    巻線に戻すスイッチング電源装置。
15. （１５）請求項１４において、１次巻線には１次巻線に
    戻されたエネルギーを流す整流手段が接続されているス
    イッチング電源装置。
16. （１６）請求項１５において、整流手段と並列にコンデ
    ンサが接続されているスイッチング電源装置。