JPH0586147B2 - - Google Patents
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- JPH0586147B2 JPH0586147B2 JP63099277A JP9927788A JPH0586147B2 JP H0586147 B2 JPH0586147 B2 JP H0586147B2 JP 63099277 A JP63099277 A JP 63099277A JP 9927788 A JP9927788 A JP 9927788A JP H0586147 B2 JPH0586147 B2 JP H0586147B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、DC−DC電力コンバーターに関し、
より詳しくは、共振電力コンバーターに関する。
より詳しくは、共振電力コンバーターに関する。
先行技術
或る１つの振幅の入力DC電圧を別の振幅の出
力DC電圧に変えるための種々のDC−DC電力コ
ンバーターが知られている。２つの従来のコンバ
ーター・トポロジーは、フライバツク・コンバー
ター及びフオワード・コンバーターと呼ばれてい
る。これは一例として、ジヨージ・クライシス
（George Chryssis）の「高周波スイツチング電
源−理論及び設計」、マグローヒル・ブツク社
1984、11−13頁に論じられている。
力DC電圧に変えるための種々のDC−DC電力コ
ンバーターが知られている。２つの従来のコンバ
ーター・トポロジーは、フライバツク・コンバー
ター及びフオワード・コンバーターと呼ばれてい
る。これは一例として、ジヨージ・クライシス
（George Chryssis）の「高周波スイツチング電
源−理論及び設計」、マグローヒル・ブツク社
1984、11−13頁に論じられている。
フライバツク・コンバーターの場合に、スイツ
チは、変圧器の入力巻線と直列に接続されてい
る。このスイツチは、交互にオンオフされて、２
次巻線にパルスを発生し、これは、出力コンデン
サーを充電するようにダイオードを経て供給され
る。１次電流がオフにスイツチされると、２次側
の電流は、サージの傾向を示す。１次側及び２次
側の電流の両方の変化率は、非常に高いため、電
磁干渉と無線周波数の干渉とを生ずる。この干渉
を抑制するためには複雑なフイルターが必要とな
るため、システムの複雑さとコストが増大し、効
率が低下する。
チは、変圧器の入力巻線と直列に接続されてい
る。このスイツチは、交互にオンオフされて、２
次巻線にパルスを発生し、これは、出力コンデン
サーを充電するようにダイオードを経て供給され
る。１次電流がオフにスイツチされると、２次側
の電流は、サージの傾向を示す。１次側及び２次
側の電流の両方の変化率は、非常に高いため、電
磁干渉と無線周波数の干渉とを生ずる。この干渉
を抑制するためには複雑なフイルターが必要とな
るため、システムの複雑さとコストが増大し、効
率が低下する。
フオワード・コンバーターの設計においては、
２次側の電流の絶対振幅を減少させるために、２
次回路にインダクターが付加され、一方、２次回
路中の第２ダイオードは、入力スイツチがオフに
なつた時に出力コンデンサーとインダクターとの
間の回路を閉成する。この設計は、高入力電流を
使用し、この電流は、１次回路中のスイツチング
トランジスターにとつてストレスの高いものとな
る。出力ダイオードは、大電圧及び電流スイング
によるストレスを受けるため、緩衝回路が必要と
なり、これは、システムのコスト及び複雑さを増
し、また干渉源となる。変圧器の巻線及びインダ
クターにおけるこの大きさ電流変化率によつて、
電磁干渉及び無線周波数を生じ、それを除去する
ための複雑なフイルターが同じく必要となる。
２次側の電流の絶対振幅を減少させるために、２
次回路にインダクターが付加され、一方、２次回
路中の第２ダイオードは、入力スイツチがオフに
なつた時に出力コンデンサーとインダクターとの
間の回路を閉成する。この設計は、高入力電流を
使用し、この電流は、１次回路中のスイツチング
トランジスターにとつてストレスの高いものとな
る。出力ダイオードは、大電圧及び電流スイング
によるストレスを受けるため、緩衝回路が必要と
なり、これは、システムのコスト及び複雑さを増
し、また干渉源となる。変圧器の巻線及びインダ
クターにおけるこの大きさ電流変化率によつて、
電磁干渉及び無線周波数を生じ、それを除去する
ための複雑なフイルターが同じく必要となる。
フライバツク・コンバーター及びフオワード・
コンバーターの設計に関係した上記問題の多く
は、ビンチアレリ（Vinciarelli）の米国特許第
4415959号に例示されたより新しい“共振”コン
バーターによつて解決されている。この形式の装
置において、最も関連性の高い実施例は、この第
４図に示され、ここで、比較的大形のインダクタ
ーは、２次回路において、電流シンクとして作用
する。この２次回路中のコンデンサーは、実効的
なLC回路を形成するように、変圧器の漏洩イン
ダクタンスと共働する。これは、DC電圧源から
の電流の立ち上がり及び立ち下がりのための特徴
的な時間スケールを定める。従つて、１次回路内
のスイツチ装置は、ほぼ零電流においてオンオフ
に切換えうるので、高電流レベル下でのスイツチ
ングに関係したフライバツク・コンバーター及び
フオワード・コンバーターにおける問題が克服さ
れる。各サイクル後に、コンデンサーに蓄積され
たエネルギーは、電流シンクによつて放出され
る。このコンデンサーの放電後に、シンク電流
は、そのコンデンサーと並列に接続されたダイオ
ードによつて運ばれる。
コンバーターの設計に関係した上記問題の多く
は、ビンチアレリ（Vinciarelli）の米国特許第
4415959号に例示されたより新しい“共振”コン
バーターによつて解決されている。この形式の装
置において、最も関連性の高い実施例は、この第
４図に示され、ここで、比較的大形のインダクタ
ーは、２次回路において、電流シンクとして作用
する。この２次回路中のコンデンサーは、実効的
なLC回路を形成するように、変圧器の漏洩イン
ダクタンスと共働する。これは、DC電圧源から
の電流の立ち上がり及び立ち下がりのための特徴
的な時間スケールを定める。従つて、１次回路内
のスイツチ装置は、ほぼ零電流においてオンオフ
に切換えうるので、高電流レベル下でのスイツチ
ングに関係したフライバツク・コンバーター及び
フオワード・コンバーターにおける問題が克服さ
れる。各サイクル後に、コンデンサーに蓄積され
たエネルギーは、電流シンクによつて放出され
る。このコンデンサーの放電後に、シンク電流
は、そのコンデンサーと並列に接続されたダイオ
ードによつて運ばれる。
この形式の共振コンバーターは、フライバツ
ク・コンバーター及びフオワード・コンバーター
に関係した干渉問題を解決しているが、それ自身
ある種の制限をもつている。この共振コンバータ
ーの出力電力は、非常に広い周波数帯域に亘つて
コンバーターを作動させることにより変調される
ので、最小から最大の出力電力の広いダイナミツ
クレンジが要求される場合に、コンバーターは、
全電力にて非常に高い周波数で作動することを強
いられる。低周波数で全出力電力のためその電源
部を作動させる努力は、低電力レベルにおいての
作動を妨げる。また、スイツチング素子において
のピーク電流は、入力電圧の増大と共に増大す
る。入力電圧が最大設計レンジにある場合には、
スイツチング素子に対するピーク電流のストレス
は苛酷なものとなる。更に、この構成は、多数出
力向きにうまくできない。
ク・コンバーター及びフオワード・コンバーター
に関係した干渉問題を解決しているが、それ自身
ある種の制限をもつている。この共振コンバータ
ーの出力電力は、非常に広い周波数帯域に亘つて
コンバーターを作動させることにより変調される
ので、最小から最大の出力電力の広いダイナミツ
クレンジが要求される場合に、コンバーターは、
全電力にて非常に高い周波数で作動することを強
いられる。低周波数で全出力電力のためその電源
部を作動させる努力は、低電力レベルにおいての
作動を妨げる。また、スイツチング素子において
のピーク電流は、入力電圧の増大と共に増大す
る。入力電圧が最大設計レンジにある場合には、
スイツチング素子に対するピーク電流のストレス
は苛酷なものとなる。更に、この構成は、多数出
力向きにうまくできない。
発明の概要
先行技術のこれらの問題に留意して、本発明の
目的は、新規な電圧コンバーターを提供するこ
と、即ち、１次側のスイツチングが非常に低い電
流又は零電流において生ずることにより、フライ
バツク・コンバーター及びフオワード・コンバー
ターの構成において直面する干渉の問題が除かれ
ると共に、変化する電力出力の下に、比較的狭い
周波数範囲に亘る作動が得られるようにした、新
規な形式の電圧コンバーターを提供することにあ
る。
目的は、新規な電圧コンバーターを提供するこ
と、即ち、１次側のスイツチングが非常に低い電
流又は零電流において生ずることにより、フライ
バツク・コンバーター及びフオワード・コンバー
ターの構成において直面する干渉の問題が除かれ
ると共に、変化する電力出力の下に、比較的狭い
周波数範囲に亘る作動が得られるようにした、新
規な形式の電圧コンバーターを提供することにあ
る。
本発明の別の目的は、１次回路の急激なオンオ
フ・スイツチングにも拘らず変圧器の磁束結合の
作動を通じて実質的な正弦波形が、１次電流に与
えられ、そしてその１次電流が１次スイツチでな
く磁束結合の結果として終止されるようにした、
新規な共振コンバーターを提供することにある。
フ・スイツチングにも拘らず変圧器の磁束結合の
作動を通じて実質的な正弦波形が、１次電流に与
えられ、そしてその１次電流が１次スイツチでな
く磁束結合の結果として終止されるようにした、
新規な共振コンバーターを提供することにある。
別の目的は、コストの減少、効率及び信頼性の
改善、構成の簡単さ、並びに多数出力能力であ
る。
改善、構成の簡単さ、並びに多数出力能力であ
る。
本発明のこれらの目的及び他の目的は、組込み
磁気変圧器鉄心を使用する新規な共振電力コンバ
ーターの構成において実現される。この鉄心は、
互に磁気的に結合された少くとも３つの脚部を備
えている。１次、２次及び３次巻線は、鉄心の第
１、第２及び第３脚部にそれぞれ設けられてい
る。１次巻線は、DC供給電圧を受けるように接
続されており、２次巻線は、出力端子に接続して
あり、３次巻線は、共振回路を形成するようにコ
ンデンサーに接続されている。１次巻線を通る電
流は、スイツチと、関連するスイツチ制御部と、
巻線間の磁束結合とによつて、パルス状に確立さ
れる。各々の１次回路パルスの立ち上がり及び立
ち下がりは、急激ではなく、緩徐に生ずるため、
各々のパルスは、一般に正弦波の形状を取る。
各々の１次電流パルスは、１次巻線の漏洩インダ
クタンスのために、最初に立ち上り、一方、３次
巻線は、徐々に減少して結局電流パルスを終了さ
せる磁束を１次巻線に誘起する。
磁気変圧器鉄心を使用する新規な共振電力コンバ
ーターの構成において実現される。この鉄心は、
互に磁気的に結合された少くとも３つの脚部を備
えている。１次、２次及び３次巻線は、鉄心の第
１、第２及び第３脚部にそれぞれ設けられてい
る。１次巻線は、DC供給電圧を受けるように接
続されており、２次巻線は、出力端子に接続して
あり、３次巻線は、共振回路を形成するようにコ
ンデンサーに接続されている。１次巻線を通る電
流は、スイツチと、関連するスイツチ制御部と、
巻線間の磁束結合とによつて、パルス状に確立さ
れる。各々の１次回路パルスの立ち上がり及び立
ち下がりは、急激ではなく、緩徐に生ずるため、
各々のパルスは、一般に正弦波の形状を取る。
各々の１次電流パルスは、１次巻線の漏洩インダ
クタンスのために、最初に立ち上り、一方、３次
巻線は、徐々に減少して結局電流パルスを終了さ
せる磁束を１次巻線に誘起する。
スイツチ制御部は、出力負荷に応答して、各々
のサイクルの開始時に１次巻線を通る電流の開始
時期を制御する。これにより、コンバーターの電
力出力は、周波数変調、位相変調又はパルス幅変
調によつて制御できるようになる。各々のパルス
の開始時期は、負荷に応答して、スイツチによつ
て制御され、一方、各々のパルスの終了は、鉄心
の結合磁束を介して共振巻線によつて制御され
る。このように広周波数範囲の作動においての、
先行技術の問題点は、完全に避けられる。
のサイクルの開始時に１次巻線を通る電流の開始
時期を制御する。これにより、コンバーターの電
力出力は、周波数変調、位相変調又はパルス幅変
調によつて制御できるようになる。各々のパルス
の開始時期は、負荷に応答して、スイツチによつ
て制御され、一方、各々のパルスの終了は、鉄心
の結合磁束を介して共振巻線によつて制御され
る。このように広周波数範囲の作動においての、
先行技術の問題点は、完全に避けられる。
３次巻線と共振コンデンサーとがそれだけでか
又は共振回路の２次巻線と共に結線される構成、
共振回路が、コンバーターの２次側でなく１次側
と接続される構成、複式スイツチ及び巻線が全波
整流のために設けられている構成、を含めた、い
ろいろの実施例について、以上に説明した。３次
巻線は、出力コンデンサーに適用されるピーク電
流を２次巻線のピーク電流よりも低いレベルに減
少させるように、２次巻線と位相外れの出力コン
デンサーに、好ましくは接続される。
又は共振回路の２次巻線と共に結線される構成、
共振回路が、コンバーターの２次側でなく１次側
と接続される構成、複式スイツチ及び巻線が全波
整流のために設けられている構成、を含めた、い
ろいろの実施例について、以上に説明した。３次
巻線は、出力コンデンサーに適用されるピーク電
流を２次巻線のピーク電流よりも低いレベルに減
少させるように、２次巻線と位相外れの出力コン
デンサーに、好ましくは接続される。
本発明のこれらの及び他の特徴及び利点は、好
ましい実施例についての以下の詳細な説明を、添
付図面と共に読むことによつて、一層明らかとな
るであろう。
ましい実施例についての以下の詳細な説明を、添
付図面と共に読むことによつて、一層明らかとな
るであろう。
好ましい実施例の詳細な説明
第１，２図に、本発明に従つた構成のDC−DC
電力コンバーターの２つの実施例を示し、第１図
は、基本形式を、第２図はより好ましい形式を、
それぞれ示している。どちらの場合にも、コンバ
ーターは、少くとも３つの脚部を備えた組込み
（integrated）鉄心２上に形成されている。組込
み鉄心自身は、他の応用において知られている
が、共振DC−DCコンバーターの分野では、以前
は用いられていなかつた。この背景においての組
込み鉄心の新規な使用は、著しく増大した効果と
共に、著しく異なつた作動モードを可能とする新
しいコンバーターの設計と結び付いている。
電力コンバーターの２つの実施例を示し、第１図
は、基本形式を、第２図はより好ましい形式を、
それぞれ示している。どちらの場合にも、コンバ
ーターは、少くとも３つの脚部を備えた組込み
（integrated）鉄心２上に形成されている。組込
み鉄心自身は、他の応用において知られている
が、共振DC−DCコンバーターの分野では、以前
は用いられていなかつた。この背景においての組
込み鉄心の新規な使用は、著しく増大した効果と
共に、著しく異なつた作動モードを可能とする新
しいコンバーターの設計と結び付いている。
組込み鉄心２は、少くとも３つの別々の脚部を
備えた磁心から成り、これらの脚は、各々の異な
る脚部対を通る磁路を形成するように、他の脚部
の各々と磁気的に結合されている。図示したよう
に、鉄心は、３つの脚部Ｐ、Ｓ、Ｔを、１次、２
次及び33次のために備えている。図示したよう
に、１次脚部は、中心部にあり２次及び３次脚部
は、外側にあるが、これらの脚部の位置はクリテ
イカルではない。１次脚部を外側に、２次又は３
次脚部のいずれかを中心部に配してもよい。組込
み鉄心は、好ましくは、２つの“Ｅ”コアを接合
することによつて形成され、各々の脚部対間の結
合が比較的ゆるいようにする。特別の例示的な設
計については後に詳述する。
備えた磁心から成り、これらの脚は、各々の異な
る脚部対を通る磁路を形成するように、他の脚部
の各々と磁気的に結合されている。図示したよう
に、鉄心は、３つの脚部Ｐ、Ｓ、Ｔを、１次、２
次及び33次のために備えている。図示したよう
に、１次脚部は、中心部にあり２次及び３次脚部
は、外側にあるが、これらの脚部の位置はクリテ
イカルではない。１次脚部を外側に、２次又は３
次脚部のいずれかを中心部に配してもよい。組込
み鉄心は、好ましくは、２つの“Ｅ”コアを接合
することによつて形成され、各々の脚部対間の結
合が比較的ゆるいようにする。特別の例示的な設
計については後に詳述する。
どちらの実施例においても、１次、２次及び３
次の巻線４，６，８は、対応する脚部Ｐ、Ｓ、Ｔ
の回りにそれぞれ巻回されている。１次巻線４の
一側は、入力DC電圧供給端子１０に、他側は、
閉成された時に回路を形成するスイツチ１２に接
続されている。２次巻線の一側は、調整された
DC出力を供与する出力端子１４にダイオードＤ
１を経て接続されている。Ｄ１は、ダイオードと
して図示したが、整流を与えるための適切な制御
を備えた任意のスイツチとして形成してもよい。
追加のスイツチング素子、整流器及び制御部を適
宜付加することによつて、多象限又は２方向性コ
ンバーターも可能である。出力コンデンサーC0
は、接地された２次巻線６の他側と、出力端子１
４との間に接続されている。出力コンデンサー
C0は、DC出力電圧を端子１４に与えるため、後
述するように２次巻線から受けた出力パルスを平
滑にする。
次の巻線４，６，８は、対応する脚部Ｐ、Ｓ、Ｔ
の回りにそれぞれ巻回されている。１次巻線４の
一側は、入力DC電圧供給端子１０に、他側は、
閉成された時に回路を形成するスイツチ１２に接
続されている。２次巻線の一側は、調整された
DC出力を供与する出力端子１４にダイオードＤ
１を経て接続されている。Ｄ１は、ダイオードと
して図示したが、整流を与えるための適切な制御
を備えた任意のスイツチとして形成してもよい。
追加のスイツチング素子、整流器及び制御部を適
宜付加することによつて、多象限又は２方向性コ
ンバーターも可能である。出力コンデンサーC0
は、接地された２次巻線６の他側と、出力端子１
４との間に接続されている。出力コンデンサー
C0は、DC出力電圧を端子１４に与えるため、後
述するように２次巻線から受けた出力パルスを平
滑にする。
３次巻線８は、LC共振回路を形成するように、
共振コンデンサーCRの両端に接続されている。
３次脚部Ｔは、空隙１６を備え、これは、鉄心を
磁気飽和させることなしに後述するように１次巻
線４中に適切な誘起磁束を発生させるに足るエネ
ルギーを、共振回路に蓄積するための十分な大き
さのものである。
共振コンデンサーCRの両端に接続されている。
３次脚部Ｔは、空隙１６を備え、これは、鉄心を
磁気飽和させることなしに後述するように１次巻
線４中に適切な誘起磁束を発生させるに足るエネ
ルギーを、共振回路に蓄積するための十分な大き
さのものである。
共振回路は、２つの大切な機能を果している。
第１に、共振回路は、組込み鉄心を経て１次巻線
４に反射され徐々に１次電流パルスを終了させる
磁束を、３次巻線８に形成する。これにより１次
回路は、基本的に零電流においてスイツチできる
ようになるので、負荷時のスイツチングに関係し
た干渉の問題が避けられる。第２に、回路につい
て実質的に一定の周波数の作動が確立され、ここ
では、調整のために必要な周波数範囲が、以前の
設計にとつて必要とされるものより相当に少くな
るので、広周波数範囲の問題が避けられる。
第１に、共振回路は、組込み鉄心を経て１次巻線
４に反射され徐々に１次電流パルスを終了させる
磁束を、３次巻線８に形成する。これにより１次
回路は、基本的に零電流においてスイツチできる
ようになるので、負荷時のスイツチングに関係し
た干渉の問題が避けられる。第２に、回路につい
て実質的に一定の周波数の作動が確立され、ここ
では、調整のために必要な周波数範囲が、以前の
設計にとつて必要とされるものより相当に少くな
るので、広周波数範囲の問題が避けられる。
第１図の設計の作用を簡単に要約すると、スイ
ツチ１２は最初に、１サイクルを開始させるため
に閉成される。図示した組込み磁気形態におい
て、１次電流は、主に１次巻線４に関連した漏洩
インダクタンスによつて最初に定められる。この
漏洩インダクタンスは、低透磁率−高磁気抵抗の
空気を通るので、１次巻線の電流は最初に比較的
早い速度で増大する。サイクルの進行と共に、共
振回路からの磁束は、組込まれた鉄心を経て１次
脚部Ｐに戻るように結合される。この結合磁束
は、１次巻線の電流によつて１次脚部に誘起され
た磁束に益々少なく反抗し、ついには後者の磁束
を強化する。そのため、１次電流は、ほぼ正弦波
形態で、最初はその増加速度が減少し、次にピー
クに到達し、最終的には減少して零に戻る。
ツチ１２は最初に、１サイクルを開始させるため
に閉成される。図示した組込み磁気形態におい
て、１次電流は、主に１次巻線４に関連した漏洩
インダクタンスによつて最初に定められる。この
漏洩インダクタンスは、低透磁率−高磁気抵抗の
空気を通るので、１次巻線の電流は最初に比較的
早い速度で増大する。サイクルの進行と共に、共
振回路からの磁束は、組込まれた鉄心を経て１次
脚部Ｐに戻るように結合される。この結合磁束
は、１次巻線の電流によつて１次脚部に誘起され
た磁束に益々少なく反抗し、ついには後者の磁束
を強化する。そのため、１次電流は、ほぼ正弦波
形態で、最初はその増加速度が減少し、次にピー
クに到達し、最終的には減少して零に戻る。
２次巻線６の電流は、通常の変形器形態で１次
巻線の電流に追随し、同様の正弦波状の電流パル
スを生じ、このパルスは、ダイオードＤ１を経て
送られ、出力コンデンサーC0を充電する。１次
電流パルスの終了時に、スイツチ１２は開放さ
れ、動作が反復される次のサイクルの開始時まで
開放されている。このように一連のパルスが出力
コンデンサーC0に供給されて、これを出力端子
１４の負荷に対して所望の電圧レベルに保持す
る。パルスの持続時間は、後述するように、パル
ス幅変調形態においてエネルギー伝達を調整する
ために、負荷に応答して自動的に調節される。
巻線の電流に追随し、同様の正弦波状の電流パル
スを生じ、このパルスは、ダイオードＤ１を経て
送られ、出力コンデンサーC0を充電する。１次
電流パルスの終了時に、スイツチ１２は開放さ
れ、動作が反復される次のサイクルの開始時まで
開放されている。このように一連のパルスが出力
コンデンサーC0に供給されて、これを出力端子
１４の負荷に対して所望の電圧レベルに保持す
る。パルスの持続時間は、後述するように、パル
ス幅変調形態においてエネルギー伝達を調整する
ために、負荷に応答して自動的に調節される。
第２図の好ましい回路は、第１図の回路と同様
であるが、この実施例において、共振コンデンサ
ーCRは、単に３次巻線８のみとの閉共振回路と
して接続されるのではなく、３次巻線８と出力端
子１４との間に接続されている。この形態では、
第１図の場合のように、３次巻線８は、２次巻線
６に対して電流が位相外れとなるように方向決め
されている。このように共振回路は、２次巻線が
導通している時に２次巻線から出力電流の一部を
引出し、２次巻線が導通していない時に同じ量の
電流を出力コンデンサーC0に送出する。ダイオ
ードＤ１は、共振回路のこの電流が２次巻線に流
れることを阻止する。
であるが、この実施例において、共振コンデンサ
ーCRは、単に３次巻線８のみとの閉共振回路と
して接続されるのではなく、３次巻線８と出力端
子１４との間に接続されている。この形態では、
第１図の場合のように、３次巻線８は、２次巻線
６に対して電流が位相外れとなるように方向決め
されている。このように共振回路は、２次巻線が
導通している時に２次巻線から出力電流の一部を
引出し、２次巻線が導通していない時に同じ量の
電流を出力コンデンサーC0に送出する。ダイオ
ードＤ１は、共振回路のこの電流が２次巻線に流
れることを阻止する。
このように２次巻線は、導通した時に、共振回
路に電流を寄与することにより、実効的に、この
回路の一部分を形成する。その結果は、出力コン
デンサーC0に供給されるピーク電流を、２次巻
線のピーク電流よりも低いレベルまで、C0への
エネルギーの伝達を減少させることなく、低下さ
せることである。これはC0上のストレスを避け
る助けとなる。
路に電流を寄与することにより、実効的に、この
回路の一部分を形成する。その結果は、出力コン
デンサーC0に供給されるピーク電流を、２次巻
線のピーク電流よりも低いレベルまで、C0への
エネルギーの伝達を減少させることなく、低下さ
せることである。これはC0上のストレスを避け
る助けとなる。
１次及び２次巻線中に流れうる負荷電流の量、
従つてコンバーターの電力処理能力は、共振回路
に蓄積された定常状態エネルギーないしは連続エ
ネルギーの量に依存する。共振回路に蓄積される
定常状態のエネルギーが大きいほど、それだけ多
くの電流が各々のスイツチサイクルの間に流れ、
それだけ多くのエネルギーがコンバーターによつ
て処理される。
従つてコンバーターの電力処理能力は、共振回路
に蓄積された定常状態エネルギーないしは連続エ
ネルギーの量に依存する。共振回路に蓄積される
定常状態のエネルギーが大きいほど、それだけ多
くの電流が各々のスイツチサイクルの間に流れ、
それだけ多くのエネルギーがコンバーターによつ
て処理される。
どの巻線が変圧器の鉄心のどの脚部上にあるか
は、本発明にとつてクリテイカルではない。本発
明は、１次、２次及び３次巻線が別々の脚部上に
ある限り、どの脚部上のどの巻線についても、所
期のように機能する。組込み鉄心は、最小で３個
の脚部をもたねばならないが、理論的には、３個
より大きなどんな数でもよい。多数の出力を供給
するように多数の２次巻線を２次脚部上に巻回し
てもよい。
は、本発明にとつてクリテイカルではない。本発
明は、１次、２次及び３次巻線が別々の脚部上に
ある限り、どの脚部上のどの巻線についても、所
期のように機能する。組込み鉄心は、最小で３個
の脚部をもたねばならないが、理論的には、３個
より大きなどんな数でもよい。多数の出力を供給
するように多数の２次巻線を２次脚部上に巻回し
てもよい。
第３図は、第２図に示した好ましい実施例のよ
り詳細な回路図である。２つの図の共通の素子
は、同一の符号によつて表わされている。ドツト
の慣用表記法により、１次及び２次巻線４，６が
同一の極性で巻回され、共振回路の３次巻線８が
180゜の位相外れで巻回されていることが理解され
よう。
り詳細な回路図である。２つの図の共通の素子
は、同一の符号によつて表わされている。ドツト
の慣用表記法により、１次及び２次巻線４，６が
同一の極性で巻回され、共振回路の３次巻線８が
180゜の位相外れで巻回されていることが理解され
よう。
１次巻線スイツチは、そのコレクタ−エミツタ
回路が１次巻線４と直列になるように、単向性バ
イポーラ・トランジスターＱ１として形成されて
いる。スイツチ制御回路２４は、１次電流を導く
ことについてトランジスターＱ１を交互に導通さ
せたり不導通としたりするように、制御出力が、
Ｑ１のベースに接続されている。
回路が１次巻線４と直列になるように、単向性バ
イポーラ・トランジスターＱ１として形成されて
いる。スイツチ制御回路２４は、１次電流を導く
ことについてトランジスターＱ１を交互に導通さ
せたり不導通としたりするように、制御出力が、
Ｑ１のベースに接続されている。
入力電圧源は、バツテリー２６として略示され
ている。実際には、入力DC電圧は、屋内電圧か
ら給電される全波整流器によつて通常供給され
る。エネルギー蓄積コンデンサーＣ１，Ｃ２は、
入力電圧源の両端に接続されている。２つのコン
デンサーＣ１，Ｃ２は、標準型の電圧２倍器が存
在している場合にのみ使用されることになろう。
それ以外の場合には、過渡状態を平坦にするため
の適当な値の１つのコンデンサーを使用すること
ができる。１次脚部は、リセツト巻線２８を有
し、この巻線の一側は、ダイオードＤ２を経て、
入力供給源２６と１次巻線４との接続点に接続さ
れ、他側は接地されている。このリセツト巻線
は、各々の１次導通サイクルの終了時に存在する
残留磁束によつて変圧器の１次脚部をリセツトす
る上で有用な慣用技法である。
ている。実際には、入力DC電圧は、屋内電圧か
ら給電される全波整流器によつて通常供給され
る。エネルギー蓄積コンデンサーＣ１，Ｃ２は、
入力電圧源の両端に接続されている。２つのコン
デンサーＣ１，Ｃ２は、標準型の電圧２倍器が存
在している場合にのみ使用されることになろう。
それ以外の場合には、過渡状態を平坦にするため
の適当な値の１つのコンデンサーを使用すること
ができる。１次脚部は、リセツト巻線２８を有
し、この巻線の一側は、ダイオードＤ２を経て、
入力供給源２６と１次巻線４との接続点に接続さ
れ、他側は接地されている。このリセツト巻線
は、各々の１次導通サイクルの終了時に存在する
残留磁束によつて変圧器の１次脚部をリセツトす
る上で有用な慣用技法である。
３次脚部は、共振回路クランプ巻線３０を有
し、この巻線の一側は、電圧源２６と１次巻線４
とのＤ２と同一の共通の接続点に接続され、他側
は接地されている。このクランプ巻線は、共振回
路中の過剰なエネルギーの除去を可能とすると共
に、共振回路のための所定の動作点の設定も可能
とする。この定まつた動作点は、システムが閉ル
ープで動作する際に、その制御要求を簡略にす
る。
し、この巻線の一側は、電圧源２６と１次巻線４
とのＤ２と同一の共通の接続点に接続され、他側
は接地されている。このクランプ巻線は、共振回
路中の過剰なエネルギーの除去を可能とすると共
に、共振回路のための所定の動作点の設定も可能
とする。この定まつた動作点は、システムが閉ル
ープで動作する際に、その制御要求を簡略にす
る。
閉ループ動作において、スイツチングトランジ
スターＱ１をオンオフするタイミングサイクル
は、出力端子１４の出力負荷に従つて制御され
る。１次巻線スイツチが閉じられる各サイクル内
の期間は、スイツチ制御回路２４によつて調整さ
れる。スイツチは、出力負荷が大きいときは、比
較的長い期間閉じられており、より大きな出力電
流及びエネルギー伝達を出力に供給し、出力負荷
が小さいときは、より短かい期間閉じられてい
る。
スターＱ１をオンオフするタイミングサイクル
は、出力端子１４の出力負荷に従つて制御され
る。１次巻線スイツチが閉じられる各サイクル内
の期間は、スイツチ制御回路２４によつて調整さ
れる。スイツチは、出力負荷が大きいときは、比
較的長い期間閉じられており、より大きな出力電
流及びエネルギー伝達を出力に供給し、出力負荷
が小さいときは、より短かい期間閉じられてい
る。
２次巻線６及び３次巻線８は、位相外れに向け
られているので、これらの巻線を通る電流も同様
に位相外れになつている。この条件は、出力コン
デンサーC0に対する電流負荷を減少させつつ同
一のエネルギー伝達を実現するように念入りに調
節される。第４図には、２次巻線電流iS、３次巻
線電流iT及び出力コンデンサーに供給される正味
電流iOが示されている。出力コンデンサーに供給
される各iSパルスの間に、iTは、出力コンデンサ
ーから電流を引出す。その結果として、より少い
正味電流iOが出力コンデンサーに送られる。次の
作動位相の間に、iSは０となり（Ｑ１開放）、iTは
正に移行し、出力コンデンサーに電流を供給す
る。このように、サイクル全体の間同一のエネル
ギーがC0に供給されるが、コンデンサーへの最
大正味電流iOはiSのピーク値から減少する。ピー
クiTは、好ましくは、ピークiSの振幅の約1/3であ
る。
られているので、これらの巻線を通る電流も同様
に位相外れになつている。この条件は、出力コン
デンサーC0に対する電流負荷を減少させつつ同
一のエネルギー伝達を実現するように念入りに調
節される。第４図には、２次巻線電流iS、３次巻
線電流iT及び出力コンデンサーに供給される正味
電流iOが示されている。出力コンデンサーに供給
される各iSパルスの間に、iTは、出力コンデンサ
ーから電流を引出す。その結果として、より少い
正味電流iOが出力コンデンサーに送られる。次の
作動位相の間に、iSは０となり（Ｑ１開放）、iTは
正に移行し、出力コンデンサーに電流を供給す
る。このように、サイクル全体の間同一のエネル
ギーがC0に供給されるが、コンデンサーへの最
大正味電流iOはiSのピーク値から減少する。ピー
クiTは、好ましくは、ピークiSの振幅の約1/3であ
る。
第３図の実施例の或る特定的な構成において、
電圧２倍器を使用し、470μF、200V電解装置と
してエネルギー蓄積コンデンサーＣ１，Ｃ２を使
用して、全波整流115VのACラインから、320V
DC入力源を得た。EE55フエライトコアを使用
し、その中心の脚部を、両側の脚部と同一の断面
となるように機械切削して使用した。鉄心の各々
の脚部は、約1.7cm2の有効面積をもつものとした。
１次巻線は、19Ga単ストランドの120巻から成
り、そのリセツト巻線は、１次巻線の最初の60巻
との２本巻の26Ga単ストランドの60巻から成る
ものとした。14Gaリツツ、２ストランドの２巻
を２次巻線に使用した。共振回路の３次脚部に
0.76cm（0.3インチ）の空隙を形成した。３次巻
線は、14Gaリツツの９巻から成り、そのクラン
プ巻線は、その３次巻線に沿つて巻回した24Ga
単ストランド50巻であつた。３次巻線のインダク
タンス（測定値）は、7μHであつた。CRには、
4μF、ポリプロピレンフイルム、低ESRパルスコ
ンデンサーを使用した。これにより、7μHの３次
巻線と共に、約30KHzの共振周波数が得られた。
出力コンデンサーC0は、2μH空気インダクターと
直列の４個の1000μF／10V定格電解コンデンサ
ーとして作成した。出力整流器Ｄ１は、55A定格
の単一のシヨツトキーダイオードであつた。公称
100W、50V、20Aの出力を得た。
電圧２倍器を使用し、470μF、200V電解装置と
してエネルギー蓄積コンデンサーＣ１，Ｃ２を使
用して、全波整流115VのACラインから、320V
DC入力源を得た。EE55フエライトコアを使用
し、その中心の脚部を、両側の脚部と同一の断面
となるように機械切削して使用した。鉄心の各々
の脚部は、約1.7cm2の有効面積をもつものとした。
１次巻線は、19Ga単ストランドの120巻から成
り、そのリセツト巻線は、１次巻線の最初の60巻
との２本巻の26Ga単ストランドの60巻から成る
ものとした。14Gaリツツ、２ストランドの２巻
を２次巻線に使用した。共振回路の３次脚部に
0.76cm（0.3インチ）の空隙を形成した。３次巻
線は、14Gaリツツの９巻から成り、そのクラン
プ巻線は、その３次巻線に沿つて巻回した24Ga
単ストランド50巻であつた。３次巻線のインダク
タンス（測定値）は、7μHであつた。CRには、
4μF、ポリプロピレンフイルム、低ESRパルスコ
ンデンサーを使用した。これにより、7μHの３次
巻線と共に、約30KHzの共振周波数が得られた。
出力コンデンサーC0は、2μH空気インダクターと
直列の４個の1000μF／10V定格電解コンデンサ
ーとして作成した。出力整流器Ｄ１は、55A定格
の単一のシヨツトキーダイオードであつた。公称
100W、50V、20Aの出力を得た。
第３図のコンバーターの入力及び出力の部分
は、共通の接地接続をもつように図示されている
が、これは必要ではない。この入力及び出力は、
周知の絶縁されたオフライン型コンバーターを実
現するために、別々の接地接続を有してもよい。
この場合に、タンククランプ巻線３０は、絶縁要
求を満たすための十分な、タンク巻線自身からの
絶縁誘電体をもつであろう。
は、共通の接地接続をもつように図示されている
が、これは必要ではない。この入力及び出力は、
周知の絶縁されたオフライン型コンバーターを実
現するために、別々の接地接続を有してもよい。
この場合に、タンククランプ巻線３０は、絶縁要
求を満たすための十分な、タンク巻線自身からの
絶縁誘電体をもつであろう。
第５図には、第１図に示した実施例のより詳細
な構成が図示されている。この実施例は、３次巻
線８とコンデンサーCRとから成る閉ループに共
振回路が制限されていることを除いては、第３図
の実施例と同様である。
な構成が図示されている。この実施例は、３次巻
線８とコンデンサーCRとから成る閉ループに共
振回路が制限されていることを除いては、第３図
の実施例と同様である。
第６図には、１次側の接地部に共振回路を結合
した別の実施例が図示されている。このアプロー
チは、２次側の接地部に共振回路を結合した第５
図のものと同等の動作を与える。
した別の実施例が図示されている。このアプロー
チは、２次側の接地部に共振回路を結合した第５
図のものと同等の動作を与える。
以上に述べた各々の実施例は、単端である（こ
れは、各々の完全サイクルの作動の間、１次及び
２次巻線に単一の整流された電流パルスを生ずる
ことを意味する）。各サイクルの間に１対の１次
及び２次電流パルスを有する、全波整流と同等の
複端作動を可能とする回路は、第７図に図示され
ている。２つの１次巻線４Ａ，４Ｂは、１次脚部
に、２つの２次巻線６Ａ，６Ｂは２次脚部に、そ
れぞれ設けられている。１次巻線は、それぞれの
スイツチトランジスターＱ１Ａ，Ｑ１Ｂと直列に
接続されている。これらのトランジスターは、Ｑ
１Ａがオフの時にＱ１Ｂはオンとなり、また逆
に、Ｑ１Ａがオンの時にＱ１Ｂがオフとなるよう
に、交互スイツチングパターンで、スイツチ制御
部によつて制御される。２次巻線のセンタータツ
プは接地され、２次巻線６Ａ，６Ｂは、それぞれ
ダイオードＤ１Ａ，Ｄ１Ｂを介して出力コンデン
サーC0に接続されている。Ｑ１Ａがゲーテイン
グされ、Ｑ１Ｂがオフとなると、電流は、１次巻
線４Ａを通つて流れ、ダイオードＤ１Ａを経て入
力コンデンサーC0に供給される対応の電気パル
スを２次巻線６Ａに誘起する。同様に、Ｑ１Ｂが
ゲーテイングされ、Ｑ１Ａがオフになると、電流
パルスは、１次巻線４Ｂを経て流れ、ダイオード
Ｄ１Ｂを経てC0に供給される対応の電流パルス
を２次巻線６Ｂに誘起する。このように出力コン
デンサーは、各作動サイクル間に、１対のパルス
によつて充電される。
れは、各々の完全サイクルの作動の間、１次及び
２次巻線に単一の整流された電流パルスを生ずる
ことを意味する）。各サイクルの間に１対の１次
及び２次電流パルスを有する、全波整流と同等の
複端作動を可能とする回路は、第７図に図示され
ている。２つの１次巻線４Ａ，４Ｂは、１次脚部
に、２つの２次巻線６Ａ，６Ｂは２次脚部に、そ
れぞれ設けられている。１次巻線は、それぞれの
スイツチトランジスターＱ１Ａ，Ｑ１Ｂと直列に
接続されている。これらのトランジスターは、Ｑ
１Ａがオフの時にＱ１Ｂはオンとなり、また逆
に、Ｑ１Ａがオンの時にＱ１Ｂがオフとなるよう
に、交互スイツチングパターンで、スイツチ制御
部によつて制御される。２次巻線のセンタータツ
プは接地され、２次巻線６Ａ，６Ｂは、それぞれ
ダイオードＤ１Ａ，Ｄ１Ｂを介して出力コンデン
サーC0に接続されている。Ｑ１Ａがゲーテイン
グされ、Ｑ１Ｂがオフとなると、電流は、１次巻
線４Ａを通つて流れ、ダイオードＤ１Ａを経て入
力コンデンサーC0に供給される対応の電気パル
スを２次巻線６Ａに誘起する。同様に、Ｑ１Ｂが
ゲーテイングされ、Ｑ１Ａがオフになると、電流
パルスは、１次巻線４Ｂを経て流れ、ダイオード
Ｄ１Ｂを経てC0に供給される対応の電流パルス
を２次巻線６Ｂに誘起する。このように出力コン
デンサーは、各作動サイクル間に、１対のパルス
によつて充電される。
このコンバーターは、「閉ループ」又は「開ル
ープ」において動作させることができる。開ルー
プ作動において、１次巻線スイツチがオンとなる
期間は、位相変調されず、通常は全電力位置にお
いて、共振回路の位相に関して固定されている。
この作動モードにおいて、出力電圧は、負荷の増
大と共に減少するが、無負荷出力電圧は、常に、
（入力電圧）×（１次巻線と２次巻線との巻数比）
である。開ループ動作は、中断不可能な電力シス
テム、安定性が問題ではない場合、又、コンバー
ターの出力に別の電圧調整器が設けられる場合、
にそれぞれ望ましいことがありうる。
ープ」において動作させることができる。開ルー
プ作動において、１次巻線スイツチがオンとなる
期間は、位相変調されず、通常は全電力位置にお
いて、共振回路の位相に関して固定されている。
この作動モードにおいて、出力電圧は、負荷の増
大と共に減少するが、無負荷出力電圧は、常に、
（入力電圧）×（１次巻線と２次巻線との巻数比）
である。開ループ動作は、中断不可能な電力シス
テム、安定性が問題ではない場合、又、コンバー
ターの出力に別の電圧調整器が設けられる場合、
にそれぞれ望ましいことがありうる。
閉ループ作動において、スイツチＱ１のための
各サイクル中のターンオフ時間は、共振回路に対
して位相変調される。この調整ループは、出力電
圧を基準電圧と比較し、両電圧の差に応答してス
イツチ時間を位相変調することによつて、閉じる
ことができる。この機能を実現するための回路
は、第８図に示されている。点線で示したスイツ
チ制御部２４は、演算増幅器３２を含み、この増
幅器の１つの入力は、出力端子１４の出力電圧
に、また他の入力は、基準電圧に、それぞれ接続
されている。増幅器の出力は、パルス位置変調器
（VCO）３４に接続してあり、その出力は、ワン
シヨツト回路３６に接続されている。増幅器３２
は、その２つの感知電圧間の差と共に変化する出
力を発生させ、パルス位置変調器３４は、演算増
幅器出力のレベルに対応する時刻にワンシヨツト
３６をトリガーする。この変調器３４は、増幅器
３２への入力電圧の差が増大する間に共振サイク
ル中においてより早い時期にワンシヨツトをトリ
ガーする。ワンシヨツト３６は、スイツチングト
ランジスターＱ１のためのオン時間を設定し、増
幅器３２の入力の電圧差と共に変化する期間の後
にスイツチを自動的にオフとする。ワンシヨツト
３６は、定常動作のために、Ｑ１の開放前に、共
振回路の影響の下に、１次電流パルスが０に降下
することを許容する。
各サイクル中のターンオフ時間は、共振回路に対
して位相変調される。この調整ループは、出力電
圧を基準電圧と比較し、両電圧の差に応答してス
イツチ時間を位相変調することによつて、閉じる
ことができる。この機能を実現するための回路
は、第８図に示されている。点線で示したスイツ
チ制御部２４は、演算増幅器３２を含み、この増
幅器の１つの入力は、出力端子１４の出力電圧
に、また他の入力は、基準電圧に、それぞれ接続
されている。増幅器の出力は、パルス位置変調器
（VCO）３４に接続してあり、その出力は、ワン
シヨツト回路３６に接続されている。増幅器３２
は、その２つの感知電圧間の差と共に変化する出
力を発生させ、パルス位置変調器３４は、演算増
幅器出力のレベルに対応する時刻にワンシヨツト
３６をトリガーする。この変調器３４は、増幅器
３２への入力電圧の差が増大する間に共振サイク
ル中においてより早い時期にワンシヨツトをトリ
ガーする。ワンシヨツト３６は、スイツチングト
ランジスターＱ１のためのオン時間を設定し、増
幅器３２の入力の電圧差と共に変化する期間の後
にスイツチを自動的にオフとする。ワンシヨツト
３６は、定常動作のために、Ｑ１の開放前に、共
振回路の影響の下に、１次電流パルスが０に降下
することを許容する。
コンバーターの作動原理について、変圧器の巻
線によつて生じた磁束と関連して以下に説明す
る。第９図Ａ，Ｂ，Ｃには、タンク、１次及び２
次の各巻線について、磁束、電圧及び電流の状態
が示されている。第９図Ａ〜Ｃには、公称負荷条
件下の１完全導通サイクル作動について、これら
の波形が示されている。第９図Ｄ，Ｅには、タン
ククランプ及び１次リセツト巻線に流れる電流
が、それぞれ示されている。この説明並びに第９
図Ａ〜Ｅの波形について例示されたコンバーター
は、第１０図に示されている。このコンバーター
は、１次、２次及びタンク巻線のために同一の巻
数を有し、１次巻線の巻数の半分の巻数の１次リ
セツト巻線と、（共振コンデンサーの容量との共
働においてタンク巻線のインダクタンスが、タン
クを所望の周波数において共振させ、かつタンク
磁束が第９図Ａに示すように発生するように、適
当な大きさとした）タンク脚部の空隙と、タンク
巻線の半分の巻数のタンクリセツト巻線と、を備
えている。コンバーターは、入力電圧よりも約10
％少ない調整された出力電圧でもつて、定常状態
において作動している。第９図Ａ〜Ｃの磁束は互
に同一の垂直磁束尺度において図示されている。
第９図Ａ〜Ｃの電流も互に同一の垂直尺度で図示
されている。第９図Ｃの電流は、他の電流と同一
の電流尺度では図示されていないが、これは、図
示するには小さすぎるためである。第１０図は、
説明に関するコンバーター形態のための回路の図
示である。第１０図において、第９図Ａ〜Ｃの磁
束及び電圧の極性について位相を示すドツトが示
されている。各の磁束は、巻線に関係した実際の
磁束である。これらは、鉄心磁束から漏洩磁束
分、相違している。
線によつて生じた磁束と関連して以下に説明す
る。第９図Ａ，Ｂ，Ｃには、タンク、１次及び２
次の各巻線について、磁束、電圧及び電流の状態
が示されている。第９図Ａ〜Ｃには、公称負荷条
件下の１完全導通サイクル作動について、これら
の波形が示されている。第９図Ｄ，Ｅには、タン
ククランプ及び１次リセツト巻線に流れる電流
が、それぞれ示されている。この説明並びに第９
図Ａ〜Ｅの波形について例示されたコンバーター
は、第１０図に示されている。このコンバーター
は、１次、２次及びタンク巻線のために同一の巻
数を有し、１次巻線の巻数の半分の巻数の１次リ
セツト巻線と、（共振コンデンサーの容量との共
働においてタンク巻線のインダクタンスが、タン
クを所望の周波数において共振させ、かつタンク
磁束が第９図Ａに示すように発生するように、適
当な大きさとした）タンク脚部の空隙と、タンク
巻線の半分の巻数のタンクリセツト巻線と、を備
えている。コンバーターは、入力電圧よりも約10
％少ない調整された出力電圧でもつて、定常状態
において作動している。第９図Ａ〜Ｃの磁束は互
に同一の垂直磁束尺度において図示されている。
第９図Ａ〜Ｃの電流も互に同一の垂直尺度で図示
されている。第９図Ｃの電流は、他の電流と同一
の電流尺度では図示されていないが、これは、図
示するには小さすぎるためである。第１０図は、
説明に関するコンバーター形態のための回路の図
示である。第１０図において、第９図Ａ〜Ｃの磁
束及び電圧の極性について位相を示すドツトが示
されている。各の磁束は、巻線に関係した実際の
磁束である。これらは、鉄心磁束から漏洩磁束
分、相違している。
１作動サイクルの３つの主要位相についてコン
バーターの作動原理を説明する。ここに、１サイ
クルは、次の３つの連続する位相を含む。これら
は、）１次巻線のスイツチがオンとなり、１次
側から出力に電力が流れるON位相と、）スイ
ツチがオフとなり、鉄心の１次脚部が磁気的にリ
セツトされるDEMAG位相と、）次のON位相
の前の、タンク巻線のみが電流を通している
OFF位相である。尚、この詳細な説明のために
示したもの以外の異なつた作動条件に対しては、
各々の位相によつて占められる１サイクル内の割
合は変化する。例えば、最大電力においては、
OFF位相は、ほぼ零まで減少することがあり、
一方、ON位相は、著しく増大する。よりよい理
解のために、第９図Ａ〜Ｅ及び第１０図を参照し
て、これら３つの作動位相について説明する。
バーターの作動原理を説明する。ここに、１サイ
クルは、次の３つの連続する位相を含む。これら
は、）１次巻線のスイツチがオンとなり、１次
側から出力に電力が流れるON位相と、）スイ
ツチがオフとなり、鉄心の１次脚部が磁気的にリ
セツトされるDEMAG位相と、）次のON位相
の前の、タンク巻線のみが電流を通している
OFF位相である。尚、この詳細な説明のために
示したもの以外の異なつた作動条件に対しては、
各々の位相によつて占められる１サイクル内の割
合は変化する。例えば、最大電力においては、
OFF位相は、ほぼ零まで減少することがあり、
一方、ON位相は、著しく増大する。よりよい理
解のために、第９図Ａ〜Ｅ及び第１０図を参照し
て、これら３つの作動位相について説明する。
磁束についてのコンバーターの作動を説明する
ために、φL＝φP−φS−φT（ここにφPは１次巻
線の全巻線磁束、φSは、２次巻線磁束の全巻線
磁束、φTは、タンク巻線の全巻線磁束である）
として定義される磁束のバランスφLが存在する
磁束条件を定義する。φLは、φLが０以外の値で
ある場合に、１次、２次及びタンク巻線の電流に
よつて説明されるべき漏洩磁束成分が存在するよ
うな、漏洩磁束の存在を表わしている。
ために、φL＝φP−φS−φT（ここにφPは１次巻
線の全巻線磁束、φSは、２次巻線磁束の全巻線
磁束、φTは、タンク巻線の全巻線磁束である）
として定義される磁束のバランスφLが存在する
磁束条件を定義する。φLは、φLが０以外の値で
ある場合に、１次、２次及びタンク巻線の電流に
よつて説明されるべき漏洩磁束成分が存在するよ
うな、漏洩磁束の存在を表わしている。
OFF位相、即ち、第９図Ａ〜Ｅのt0−t3の間に
ついては、スイツチは開放され、１次又は２次巻
線には電流は流れない。変圧器の磁束は、タンク
巻線のみによつて駆動される。従つて、タンク電
流、全ての電圧及び全ての磁束は、タンクの自然
の正弦波発振に従う。
ついては、スイツチは開放され、１次又は２次巻
線には電流は流れない。変圧器の磁束は、タンク
巻線のみによつて駆動される。従つて、タンク電
流、全ての電圧及び全ての磁束は、タンクの自然
の正弦波発振に従う。
ON位相は、各図においてt3−t5に示したよう
にスイツチが閉成されるサイクル中の期間として
定義される。スイツチが閉成される直前に、φL
＝０となるので、１次又は２次巻線には電流は流
れない。時点t3でスイツチは閉成される。この時
点で、各脚部の一方の巻線は、電圧源又はシンク
に接続され、１次巻線は、入力コンデンサー電圧
に渡つて接続され、２次巻線は、出力コンデンサ
ー電圧に渡つて接続され、タンク巻線はタンクコ
ンデンサーの両端に接続されている。今や各々の
巻線は、それ自身のdφ／dt（磁束の変化率）を与
えている。従つて、φLは、零以外の、正弦波状
に変化する値となり、これに応答して、零に始ま
る、正弦波状に変化する電流が、１次、２次及び
タンク巻線に流れ始める。ONサイクルが進行す
るにつれて、タンク磁束の正弦波状の変化は、
φLの大きさを正弦波状に、或る最大値まで増大
させた後、φLが再び零となるt5の点まで徐々に
正弦波状に減少させる。１次電流はほぼ零となる
（後述するようにDEMAG相の間にリセツトされ
る小さな磁化成分は除く）。このように、φLの値
が零でなく、正弦波状に変化することによつて、
１次、２次、タンク又はインダクター巻線に同時
に正弦波電流波形が流れる。φLの値及びその変
化率は、変圧器の漏洩インダクタンスに依存し、
このインダクタンスは、組込み磁気変圧器を含む
どんな変圧器に対しても、周知の原理に従つて定
めることができる。
にスイツチが閉成されるサイクル中の期間として
定義される。スイツチが閉成される直前に、φL
＝０となるので、１次又は２次巻線には電流は流
れない。時点t3でスイツチは閉成される。この時
点で、各脚部の一方の巻線は、電圧源又はシンク
に接続され、１次巻線は、入力コンデンサー電圧
に渡つて接続され、２次巻線は、出力コンデンサ
ー電圧に渡つて接続され、タンク巻線はタンクコ
ンデンサーの両端に接続されている。今や各々の
巻線は、それ自身のdφ／dt（磁束の変化率）を与
えている。従つて、φLは、零以外の、正弦波状
に変化する値となり、これに応答して、零に始ま
る、正弦波状に変化する電流が、１次、２次及び
タンク巻線に流れ始める。ONサイクルが進行す
るにつれて、タンク磁束の正弦波状の変化は、
φLの大きさを正弦波状に、或る最大値まで増大
させた後、φLが再び零となるt5の点まで徐々に
正弦波状に減少させる。１次電流はほぼ零となる
（後述するようにDEMAG相の間にリセツトされ
る小さな磁化成分は除く）。このように、φLの値
が零でなく、正弦波状に変化することによつて、
１次、２次、タンク又はインダクター巻線に同時
に正弦波電流波形が流れる。φLの値及びその変
化率は、変圧器の漏洩インダクタンスに依存し、
このインダクタンスは、組込み磁気変圧器を含む
どんな変圧器に対しても、周知の原理に従つて定
めることができる。
前述の正弦波１次巻線電流は、電力変換工程の
ための入力エネルギーを提供する。２次巻線の電
流は、変換プロセスからの出力エネルギーを供与
する。
ための入力エネルギーを提供する。２次巻線の電
流は、変換プロセスからの出力エネルギーを供与
する。
正弦波電流成分は、タンク巻線にも流れ、これ
はタンクに多少のエネルギーを付加する。このタ
ンクに付加されるエネルギー量は、入力電圧と出
力電圧との間の電圧差に比例する。このタンク電
流成分は、自然のタンク電圧波形のみの場合に比
べてタンク電圧の勾配の多少急峻にする（これは
タンク周波数を増大させる）。これは、スイツチ
が閉成されている期間についての第９図Ａのタン
ク電流及び電圧波形から理解できる。過剰なタン
クエネルギーは、t2からt4についての第９図Ｄの
電流波形によつて示されているように、タンクク
ランプダイオードCR２を経て入力電圧源に返却
される。
はタンクに多少のエネルギーを付加する。このタ
ンクに付加されるエネルギー量は、入力電圧と出
力電圧との間の電圧差に比例する。このタンク電
流成分は、自然のタンク電圧波形のみの場合に比
べてタンク電圧の勾配の多少急峻にする（これは
タンク周波数を増大させる）。これは、スイツチ
が閉成されている期間についての第９図Ａのタン
ク電流及び電圧波形から理解できる。過剰なタン
クエネルギーは、t2からt4についての第９図Ｄの
電流波形によつて示されているように、タンクク
ランプダイオードCR２を経て入力電圧源に返却
される。
２次側に流れる負荷電流は、１次巻線中の電流
と基本的に同一であり、只１つの相違点は、１次
及び２次側に関係した磁化磁束を説明するよう
に、１次側にわずかな付加電流が流れることであ
る。前述したように、この２次側電流は、コンバ
ーターの出力電力である。
と基本的に同一であり、只１つの相違点は、１次
及び２次側に関係した磁化磁束を説明するよう
に、１次側にわずかな付加電流が流れることであ
る。前述したように、この２次側電流は、コンバ
ーターの出力電力である。
尚、１次対２次巻数比が１：１以外の場合に
は、２次電流は、周知の変圧器理論に従つて、１
次電流×巻数比に比例する。多出力巻線が変圧器
の２次脚部に巻かれていた場合、全部の２次側に
流れる全出力アンペア回数は、変圧器の理論に従
つて、１次側巻線のアンペア回数にほぼ等しくな
る。
は、２次電流は、周知の変圧器理論に従つて、１
次電流×巻数比に比例する。多出力巻線が変圧器
の２次脚部に巻かれていた場合、全部の２次側に
流れる全出力アンペア回数は、変圧器の理論に従
つて、１次側巻線のアンペア回数にほぼ等しくな
る。
DEMAG位相は、t5からt6において生ずる。t5
において、２次側の負荷電流が零まで減少する
と、スイツチが開放される。スイツチが開放され
た時、多少の磁化磁束が、鉄心に存在している。
この磁束は、第９図Ｅに示すように、t5からt6の
間にリセツト巻線中にリセツト電流を流させる。
この電流は磁化エネルギーを入力電圧源に返却す
る。t6においてDEMAGが完了し、リセツトダイ
オード電流は、零に減少し、次に、t0で始まるよ
うに図示されたOFF位相から作動サイクルが再
び開始される。
において、２次側の負荷電流が零まで減少する
と、スイツチが開放される。スイツチが開放され
た時、多少の磁化磁束が、鉄心に存在している。
この磁束は、第９図Ｅに示すように、t5からt6の
間にリセツト巻線中にリセツト電流を流させる。
この電流は磁化エネルギーを入力電圧源に返却す
る。t6においてDEMAGが完了し、リセツトダイ
オード電流は、零に減少し、次に、t0で始まるよ
うに図示されたOFF位相から作動サイクルが再
び開始される。
尚、第９図Ｃからわかるように、t1からt3の間
に、タンク磁束によつて誘起された２次巻線上の
電圧があり、そしてこの電圧は、ONサイクルの
ためにスイツチが閉成される少し前に、出力ダイ
オードを順方向にバイアスすることができる。こ
のタンク誘起電圧成分が出力ダイオードを順方向
にバイアスすると直ちに、２次脚部は、恰も２次
巻線の両端に電圧源が接続されたかのような挙動
を示すので、このタンク磁束の残部は、１次脚部
によつて担われる。そのように、ごくわずかな量
の電流のみが２次巻線中に発生する。
に、タンク磁束によつて誘起された２次巻線上の
電圧があり、そしてこの電圧は、ONサイクルの
ためにスイツチが閉成される少し前に、出力ダイ
オードを順方向にバイアスすることができる。こ
のタンク誘起電圧成分が出力ダイオードを順方向
にバイアスすると直ちに、２次脚部は、恰も２次
巻線の両端に電圧源が接続されたかのような挙動
を示すので、このタンク磁束の残部は、１次脚部
によつて担われる。そのように、ごくわずかな量
の電流のみが２次巻線中に発生する。
第３図の好ましい実施例の始動時、軽負荷、中
負荷及び重負荷の間の作動は、それぞれ第１１，
１２，１３，１４図に示されている。第１１図は
電力供給が最初に始動する時の波形を示してい
る。曲線Ａは、最初の零のタンク電圧を示してい
る。曲線Ｂは、スイツチのタイミングを示し、こ
こに、スイツチがオンの時に１次側に全入力電圧
が供給され、スイツチがオフの時に零電圧が供給
される。スイツチが最初閉成された時に、１次側
巻線電流が流れ始める（曲線Ｃ）。この１次巻線
電流は、正のピークに到達した後、ほぼ正弦波状
に減少し始める。理想的には、この１次側巻線電
流は、スイツチがオフになる時までに零に減少し
ている。しかし、この最初のサイクルの間は、３
次巻線の磁束は、スイツチがオフとなる時までに
１次電流を零まで減少させるに足る程度には通常
は増大しない。そのため、最初の作動サイクルの
間に、１次巻線電流は、典型的には、符号４２に
示すように、スイツチの開放によつて急激に遮断
される。その後に、３次巻線電圧は、スイツチが
開放されるまでに１次電流を零に減少させるに足
る程度に増大している。このように、実質的に零
電流において切換えることによつて、従来の干渉
の問題が避けられる。
負荷及び重負荷の間の作動は、それぞれ第１１，
１２，１３，１４図に示されている。第１１図は
電力供給が最初に始動する時の波形を示してい
る。曲線Ａは、最初の零のタンク電圧を示してい
る。曲線Ｂは、スイツチのタイミングを示し、こ
こに、スイツチがオンの時に１次側に全入力電圧
が供給され、スイツチがオフの時に零電圧が供給
される。スイツチが最初閉成された時に、１次側
巻線電流が流れ始める（曲線Ｃ）。この１次巻線
電流は、正のピークに到達した後、ほぼ正弦波状
に減少し始める。理想的には、この１次側巻線電
流は、スイツチがオフになる時までに零に減少し
ている。しかし、この最初のサイクルの間は、３
次巻線の磁束は、スイツチがオフとなる時までに
１次電流を零まで減少させるに足る程度には通常
は増大しない。そのため、最初の作動サイクルの
間に、１次巻線電流は、典型的には、符号４２に
示すように、スイツチの開放によつて急激に遮断
される。その後に、３次巻線電圧は、スイツチが
開放されるまでに１次電流を零に減少させるに足
る程度に増大している。このように、実質的に零
電流において切換えることによつて、従来の干渉
の問題が避けられる。
第１２図には、軽負荷においての作動が示され
ている。スイツチ制御回路は、軽負荷を感知し、
従つて、３次電圧がその負の位相に入つた後に、
サイクル中の比較的遅い時点４４においてスイツ
チをオンにセツトする。３次磁束がこのサイクル
の開始から１次電流の生成に反抗するので、この
電流は、短かいパルス４６の後に終了する。
ている。スイツチ制御回路は、軽負荷を感知し、
従つて、３次電圧がその負の位相に入つた後に、
サイクル中の比較的遅い時点４４においてスイツ
チをオンにセツトする。３次磁束がこのサイクル
の開始から１次電流の生成に反抗するので、この
電流は、短かいパルス４６の後に終了する。
第１３図に示した中負荷については、スイツチ
制御は、３次電圧がなお正となつているサイクル
中の比較的早い時期にオンとなり、軽負荷の場合
よりサイクル中の遅い時期になるまで、再びオフ
とならない。従つて、１次電流を終了させるため
に、より多くの時間が必要とされる。第１４図に
示した重負荷に対しては、スイツチは、各サイク
ルの間のより早い時期にオンとなる。スイツチ
は、正の３次電圧ピークと合致した時点において
オンとなるように図示されているが、これよりも
少し前にオンとなつてもよい。その結果として、
出力コンデンサーは、大きな１次電流パルスによ
つて充電される。尚、これらの電流パルスは、一
般に正弦波状であるが、完全な正弦波状ではな
く、各々のパルスの後半部はこの場合は多少凹状
となる。
制御は、３次電圧がなお正となつているサイクル
中の比較的早い時期にオンとなり、軽負荷の場合
よりサイクル中の遅い時期になるまで、再びオフ
とならない。従つて、１次電流を終了させるため
に、より多くの時間が必要とされる。第１４図に
示した重負荷に対しては、スイツチは、各サイク
ルの間のより早い時期にオンとなる。スイツチ
は、正の３次電圧ピークと合致した時点において
オンとなるように図示されているが、これよりも
少し前にオンとなつてもよい。その結果として、
出力コンデンサーは、大きな１次電流パルスによ
つて充電される。尚、これらの電流パルスは、一
般に正弦波状であるが、完全な正弦波状ではな
く、各々のパルスの後半部はこの場合は多少凹状
となる。
コンバーターは、このように、異なつた負荷レ
ベルに対して調節されるように、比較的狭い周波
数範囲に亘る周波数変調又は位相変調によつて実
現される、或る形式のパルス幅変調を使用する。
これは、調整のために必要とされる非常に広い周
波数範囲において従来当面した問題を除くので、
従来の周波数変調方式に比べて大きな改善を顕わ
している。パルス幅変調が望ましいことは、例え
ばプレスマン（Abraham I.Pressman）、「スイ
ツチング及びリニア電源、電力コンバーター設
計」、ハイデン・ブツク・カンパニー、1977、５
−８頁及び12−13頁に記載されている。
ベルに対して調節されるように、比較的狭い周波
数範囲に亘る周波数変調又は位相変調によつて実
現される、或る形式のパルス幅変調を使用する。
これは、調整のために必要とされる非常に広い周
波数範囲において従来当面した問題を除くので、
従来の周波数変調方式に比べて大きな改善を顕わ
している。パルス幅変調が望ましいことは、例え
ばプレスマン（Abraham I.Pressman）、「スイ
ツチング及びリニア電源、電力コンバーター設
計」、ハイデン・ブツク・カンパニー、1977、５
−８頁及び12−13頁に記載されている。
新しい組込み型磁気共振コンバーターのいろい
ろの実施例について図示し説明した。このコンバ
ーターは、従来の干渉及び周波数範囲の問題を解
決するだけでなく、比較的廉価であり、効率及び
信頼性を高くし、比較的容易にしかも廉価に作成
でき、理論的には無限の数の出力をもち、高電力
密度を示す。当業者によつて多くの変更又は代替
の構成がなされうるので、本発明は、特許請求の
範囲のみによつて定められるものである。
ろの実施例について図示し説明した。このコンバ
ーターは、従来の干渉及び周波数範囲の問題を解
決するだけでなく、比較的廉価であり、効率及び
信頼性を高くし、比較的容易にしかも廉価に作成
でき、理論的には無限の数の出力をもち、高電力
密度を示す。当業者によつて多くの変更又は代替
の構成がなされうるので、本発明は、特許請求の
範囲のみによつて定められるものである。
第１図は、本発明の一実施例を示す簡略化され
たブロツク配線図。第２図は、２次巻線及び出力
端子に共振回路を接続した本発明のより好ましい
実施例を示す簡略化されたブロツク配線図。第３
図は、第２図に示した実施例のより詳細なブロツ
ク配線図。第４図は、第３図の実施例において実
現される出力電流波形を示す図。第５図は、第１
図に示した実施例のより詳細な略配線図。第６図
は、共振回路を１次側に接続した実施例を示す略
配線図。第７図は、全波整流を行なう複端式の実
施例を示す略配線図。第８図は、１次側巻線スイ
ツチのための制御回路を示すブロツク線図。第９
図Ａ〜Ｅは、本発明の一実施例の作用を説明する
ための、磁束、電圧及び腸流を示す線図。第１０
図は、第９図Ａ〜Ｅに対応する実施例の略接続
図。第１１−１４図は、それぞれ、始動、軽負
荷、中負荷及び重負荷の各条件の下に、コンバー
ターのいろいろの個所において生ずる、電圧及び
電流を示す線図である。 符号の説明、２…組込み鉄心、４…１次巻線、
６…２次巻線、８…３次巻線、Ｐ…１次脚部、Ｓ
…２次脚部、Ｔ…３次脚部、１０…入力DC電圧
供給端子、１２…スイツチ、１４…出力端子、１
６…空隙、CR…共振コンデンサー、C0…出力コ
ンデンサー、２４…スイツチ制御回路、２６…入
力電圧源、２８…リセツト巻線、３０…クランプ
巻線、３２…演算増幅器、３４…パルス位置変調
器、３６…ワンシヨツト。
たブロツク配線図。第２図は、２次巻線及び出力
端子に共振回路を接続した本発明のより好ましい
実施例を示す簡略化されたブロツク配線図。第３
図は、第２図に示した実施例のより詳細なブロツ
ク配線図。第４図は、第３図の実施例において実
現される出力電流波形を示す図。第５図は、第１
図に示した実施例のより詳細な略配線図。第６図
は、共振回路を１次側に接続した実施例を示す略
配線図。第７図は、全波整流を行なう複端式の実
施例を示す略配線図。第８図は、１次側巻線スイ
ツチのための制御回路を示すブロツク線図。第９
図Ａ〜Ｅは、本発明の一実施例の作用を説明する
ための、磁束、電圧及び腸流を示す線図。第１０
図は、第９図Ａ〜Ｅに対応する実施例の略接続
図。第１１−１４図は、それぞれ、始動、軽負
荷、中負荷及び重負荷の各条件の下に、コンバー
ターのいろいろの個所において生ずる、電圧及び
電流を示す線図である。 符号の説明、２…組込み鉄心、４…１次巻線、
６…２次巻線、８…３次巻線、Ｐ…１次脚部、Ｓ
…２次脚部、Ｔ…３次脚部、１０…入力DC電圧
供給端子、１２…スイツチ、１４…出力端子、１
６…空隙、CR…共振コンデンサー、C0…出力コ
ンデンサー、２４…スイツチ制御回路、２６…入
力電圧源、２８…リセツト巻線、３０…クランプ
巻線、３２…演算増幅器、３４…パルス位置変調
器、３６…ワンシヨツト。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ イ 互に磁気的に結合された、少くとも第
1P、第2S及び第3Tの脚部を有する、組込み変
圧器鉄心２と、 ロ 入力供給電圧を受けるように接続された前記
第１脚部Ｐ上の１次巻線４と、 ハ 該１次巻線４を流れる電流を交互に可能化及
び不能化するように接続されたスイツチ１２
と、 ニ 該スイツチを整流サイクルにおいて作動させ
るように接続されたスイツチ制御部２４と、 ホ 前記第２脚部Ｓ上の２次巻線６と、 ヘ 該２次巻線Ｓに接続された出力端子１４と、 ト 前記３次脚部Ｔ上の３次巻線８と、 チ 共振回路を形成するように前記３次巻線８に
接続されたコンデンサーCRであつて、該共振
回路は、前記１次巻線の電流を一連のほぼ正弦
波状のパルスに成形するように、前記鉄心２を
経て前記１次巻線Ｐに接続されること、 から成る共振電力コンバーター。 ２ 前記３次喚線８及び前記コンデンサーCRが
１つの共振回路として一緒に接続されている、請
求項第１項記載の共振電力コンバーター。 ３ 前記３次巻線８と前記コンデンサーCRとが
共振回路として前記２次巻線６と共に一緒に接続
されている、請求項第１項記載の共振電力コンバ
ーター。 ４ 前記スイツチ制御部２４が、各サイクルの開
始時に前記１次巻線４を通る電流の開始タイミン
グを制御するために、前記出力端子１４の出力負
荷に応答する、請求項第１項記載の共振電力コン
バーター。 ５ １次巻線４電流に反抗し、この電流をその開
始後に終了させる磁束を前記鉄心２を経て発生さ
せるように前記共振回路を形成した、請求項第１
項記載の共振電力コンバーター。 ６ 前記共振回路による前記１次巻線４電流の終
了よりも早くない各デユーテイサイクルの間に、
前記１次巻線４電流の流れを禁止するように前記
スイツチを禁止するため、前記スイツチをセツト
する手段３２，３４，３６を前記スイツチ制御部
２４が有するようにした、請求項第５項記載の共
振電力コンバーター。 ７ 前記１次巻線Ｐに供給される前記供給電圧を
超過する最大誘起電圧を前記１次巻線に発生させ
るように、前記共振回路を形成した、請求項第５
項記載の共振電力コンバーター。 ８ 前記鉄心２を磁気飽和させることなく前記誘
起電圧を発生するに足るエネルギーを、各半サイ
クル作動の間に前記共振回路中に蓄積する大きさ
とした空隙１６を、前記第３脚部Ｔが含むように
した請求項第７項記載の共振電力コンバーター。 ９ 前記第２次巻線６のパルス信号に応答して前
記出力端子１４に平滑化DC信号を生ずるために、
前記２次巻線６と前記出力端子１４とに接続され
た出力コンデンサーC0及び整流手段DIを更に有
する、請求項第１項記載の共振電力コンバータ
ー。 １０ 前記共振回路が前記出力コンデンサーC0
に接続してあり、前記２次巻線６及び３次巻線８
は、２次巻線６電流に対して位相外れの電流が前
記共振回路によつて前記出力コンデンサーC0に
供給されるように、前記鉄心２上において配向さ
れ、それにより、前記出力コンデンサーC0に供
給されるピーク電流を２次巻線６のピーク電流以
下のレベルに減少されるようにした、請求項第９
項記載の共振電力コンバーター。
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