JPH0226260A - 多重ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、直流電源から一定電圧の直流を得る多重ＤＣ
／ＤＣコンバータの制御方法に関する。

（従来の技術） 従来、多重ＤＣ／ＤＣコンバータの制御には、複数のユ
ニットＤＣ／ＤＣコンバータを直列或いは並列に多重接
続し、変圧器２次側の電流リプルを低減する目的で各ユ
ニットの電力半導体素子（スイッチング素子）の制御パ
ルスに一定の位相差を持たせて制御する方法が採用され
、例えば、直列２重ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
一般に、上記制御パルスに電気角９０″の位相差を持た
せる方法が用いられている。

第８図及び第９図は、直列２重ＤＣ／ＤＣコンバータを
直流電気車用補助電源装置に適用した場合の構成図であ
る。

ここで、２重ＤＣ／ＤＣコンバータ７０は第８図に示す
ように、２つのユニットコンバータ７１，７２及び出力
平滑りアクトルア９及び容量が同一の出力コンデンサ８
０．８１により構成されている。また、各ユニットコン
バータ７１，７２は直流−交流変換手段７３゜７４及び
これらの出力側に接続された交流−直流変換手段７５．
７６により構成されており、各直流−交流変換手段７３
と７４及び各交流−直流変換手段７５と７６とはそれぞ
れ直列に接続されている。

直流−交流変換手段７３は第９図に示すように、入力フ
ィルタコンデンサ７３１，７３２の直列回路と転流ダイ
オード７３５，７３６がそれぞれ逆並列接続されたＧＴ
Ｏサイリスタ、Ｇ　Ｔ　Ｏｚ　、　Ｇ　Ｔ　Ｏ＊　（７
）直列回路及び変圧器７７の一次巻線により構成されて
おり、上記各直列回路は並列に接続され、入力フィルタ
コンデンサ７３１，７３２間トＧ　Ｔ　Ｏｚ　、　Ｇ　
Ｔ　Ｏｘ間には変圧器７７の一次巻線が接続されている
。

また、直流−交流変換手段７４も入力フィルタコンデン
サ７４１，７４２の直列回路°と転流ダイオード７４５
゜７４６がそれぞれ逆並列接続されたＧ　Ｔ　Ｏａ　＝
　Ｇ　Ｔ　Ｏ４の直列回路及び変圧器７８の一次巻線に
より構成されており、上記各直列回路は並列に接続され
、入力フィルタコンデンサ７４１，７４２間とａ’ｒｏ
、ａ’ｒＯ４間には変圧器７８の一次巻線が接続されて
いる。

交流−直流変換手段７５は、変圧器７７の二次巻線とダ
イオードＤ　ｚ　、　Ｄ　ｓとから構成され、交流−直
流変換手段７６は、変圧器７８の二次巻線とダイオード
Ｄ　ａ　、　Ｄ　４とから構成されている。ダイオード
Ｄ１とＤ２のカソード側、ダイオードＤ２とＤ４のカソ
ード側はそれぞれ接続されており、ダイオードＤ３とＤ
４のカソード側の接続点は交流−直流変換手段７５の変
圧器７７の二次巻線の中間タップに接続されている。

ダイオードＤ　ｚ　、　Ｄ　ｚのアノード側は変圧器７
７の二次巻線の両端に接続され、その中間タップにはダ
イオードＤ　ｓ　、　Ｄ　４のカソードが接続される。

ダイオードＤ、、Ｄ、のアノードは変圧器７８の二次巻
線の両端に接続され、その中間タップはＤＣ／ＤＣコン
バータ７０の出力端子Ｃに接続される。また、ダイオー
ドＤ　ｚ　、　Ｄ　ｚのカソード接続点は交流−直流変
換手段７５の正極側出力とし、変圧器７７の二次巻線の
中間タップは交流−直流変換手段７５の負極側出力とす
る。同様に、ダイオードＤ　−、Ｄ　Ｉのカソード接続
点は交流−直流変換手段７６の正極側出力とし、変圧器
７８の二次巻線の中間タップは交流−直流変換手段７６
の負極側出力とする。

また、交流−直流変換手段７５の正極側出力側は出力平
滑リアクトル７９を介し出力端子ａに接続されており、
更に、出力端子ａと出力端子Ｃ間には直列接続された出
力コンデンサ８０．８１が接続され。

出力コンデンサ８０．８１間の一点は出力端子すに接続
されている。

以下、上記２重ＤＣ／ＤＣコンバータ７０の作用を第９
図により説明する。

まず、パンタグラフ８２から入力フィルタであるリアク
トル８３を介して２重ＤＣ／ＤＣコンバータ７０に供給
された直流電力は、直流−交流変換手段７３．７４によ
り交流電力に変換され、交流−直流変換手段７５．７６
により直流電力に再変換される。この電力は。

出力平滑リアクトル７９及びコンデンサ８０．８１を介
し出力端子ａ、ｂ、ｃから負荷（図示せず）に供給され
る。

ここで、入力電圧（架線電圧）Ｅｓは、リアクトル８３
を介してコンデンサ７３１，７３２，７４１，７４２を
それぞれＥｓ／４で充電する。いま、直流−交流変換手
段７３．直流−交流変換手段７４間に位相差９０°を持
たせて制御するとする。また、各ＧＴＯはスイッチング
周波数ｆでオン・オフ動作し、直流−交流変換手段７３
のＧＴＯ１とＧ　Ｔ　Ｏｚとの位相差及び直流−交流変
換手段７４のＧ　Ｔ　Ｏ３とＧ　Ｔ　Ｏ４との位相差は
それぞれ１８０°であり、このときの各ＧＴＯの通流率
はαであるものとする。

Ｇ　Ｔ　Ｏｘをオンするとコンデンサ７３１の電圧が、
ＧＴＯ□をオンするとコンデンサ７３２の電圧が変圧器
７７の一次巻線に交番して加えられ、変圧＠１１の二次
巻線に交流電圧が発生する。同様にＧＴＯ，。

Ｇ　Ｔ　Ｏ４を交互にオンすると、変圧器７８の二次巻
線に交流電圧が発生する。二次巻線には次式に示す平均
値の交流電圧が発生する。

ｎＥｓα／４　　　　　　　　　・・・（１）ここでｎ
は変圧器の巻数比である。

この電圧により二次巻線に電流が流れ、この交流電流は
ダイオードＤ　Ｌ　、　Ｄ　ｚ及びＤ　ａ　、　Ｄ　４
により整流され、リアクトル７９によって平滑化された
後。

端子ａ、ｂ、ｃに供給される。なお、このときの平均直
流出力電圧をＥａとすると、Ｅａはコンデンサ８０．８
１により均等に分圧されているので、ａ、ｂ端子間電圧
及びす、ｃ端子間電圧は同じＶｄとなる。

ここで、Ｅｏは（１）式より、 ｎＥ＋ｓα Ｅ。＝□×２　　　　　　　　　・・・（２）となる、
また、上式を変形すると、 となるので、通流率αは平均直流出力電圧ＥＩＩに比例
し、入力電圧Ｅｓに反比例することがわかる。

第１０図及び第１１図は変圧器の二次巻線の中間タップ
とダイオードＤ１〜Ｄ４のカソード電圧をＶｍ、各ダイ
オードを流れる電流をＩＤ、２重［）Ｃ／ＤＣコンバー
タ７０の出力電圧をＶｏ、　Ｇ　Ｔ　ＯＬ　〜Ｇ　Ｔ　
Ｏ４を流れる電流をＩＧｔ〜工Ｇ４、リアクトル７９を
流れる電流をＩ　Ｄ（ＩＬとしたときの各部の動作波形
図であり、第１０図はα〉０．５の場合を、第１１図は
α＜０．５の場合をそれぞれ示している。

また、第１２図は２重ＤＣ／ＤＣコンバータ７０の従来
の制御回路を示すブロック図である。

同図において１は減算器であり、この減算器１は２重Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ７０の出力電圧検出値Ｖｄとその設
定値Ｖｄ”とを入力とし、これらの偏差をＡＶＲ（自動
電圧調節器）２に出力する。ＡＶＲ２は、上記偏差であ
る入力をゼロとするようにある電圧レベルＶＡＶＲを比
較器４１〜４４に出力する。一方、３１及び３２は鋸歯
状波発生器であり、各鋸歯状波発生器３１，３２は各Ｇ
ＴＯのスイッチング周期Ｌ／ｆに同期し、かつ相互に半
周期の位相差を有する周波数２ｆの鋸歯状波Ｖｓを発生
し、鋸歯状波発生器３１は比較器４１，４２に、鋸歯状
波発生器３２は比較器４３．４４にそれぞれ上記鋸歯状
波を出力する。

比較器４１〜４４は、入力したＡＶＲ２の電圧レベル出
力と鋸歯状波発生器３１．３２の鋸歯状波とを比較して
、ＧＴＯのオン・オフ信号を発生するもので、比較器４
１．４２は上記オン・オフ信号をパルス分配器５１に、
比較器４３．４４は上記オン・オフ信号をパルス分配器
５２にそれぞれ出力する。そして。

パルス分配器５１はＧ　Ｔ　Ｏ１，Ｇ　Ｔ　Ｏ２に、パ
ルス分配器５２はＧ　Ｔ　０３　、　Ｇ　Ｔ　Ｏ４にス
イッチング信号を出力する。

なお、第１３図は上記スイッチング信号発生の様子を示
すタイムチャートである。

このように、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ７０の制御方
法ではＡＶＲ２の電圧レベル出力と鋸歯状波発生器３１
．３２の鋸歯状波とを比較して、各ＧＴＯのスイッチン
グを行うように構成されており、ＡＶＲ２はＤＣ／ＤＣ
コンバータ７０の平均出力電圧Ｅｏを−定に保つ制御を
行う際、入力電圧Ｅｓの変動に対し出力電圧Ｅｏの変動
をなくす方向に動作するものである。例えば、入力電圧
Ｅｓが上昇したために平均出力電圧Ｅ０が上昇した場合
には、ＡＶＲ２は通流率αを狭める方向に動作して平均
出力電圧Ｅｏを元の状態に維持するように動作するので
ある。

（発明が解決しようとする課題） しかし、このような従来の制御方法では、入力電圧Ｅｓ
に変動が生じた場合、出力電流Ｉ　ＯＯＬまたは出力電
圧Ｖｄに変動が生じて初めて、ＡＶＲ２の出力が変化し
、このＡＶＲ２の出力により通流率αを変化させること
としているため、入力変動に対する出力応答が遅く、第
１４図に示すように制御遅れにより過渡的に出力電圧Ｅ
ｏが変動し、負荷に悪影響を与えるという問題があった
。

本発明は、上記問題点を解決するために提案されたもの
であって、多重ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧の変動
に対して、ＡＶＲが動作する以前に入力電圧変動分に対
応した新しい通流率を与えることを可能とし、これによ
り入力電圧Ｅｓの変動時の過渡的な出力電圧の変動を抑
制して・安定した出力を得ることができる多重ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの制御方法を提供をすることを目的とする
。

（課題を解決するための手段） 本発明は、多重ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧に対し
、ＤＣ／ＤＣコンバータの通流率と電流リプルには一定
の関係があることに着目し、電流リプルと通流率の関係
を表す波形パターンを設定しておき、この波形パターン
と電流とを比較して通流率を決定し、この通流率に基づ
き直流−交流変換手段のスイッチング素子をオン・オフ
すれば、入力電圧の変動に対して制御遅れなしに応答さ
せることができる、との知見を得てなされたものである
。

即ち本発明は、多重Ｄ　Ｃ１０Ｃコンバータの電圧設定
値と検出値とを自動電圧調節器に入力し。

この自動電圧調節器の出力にＤＣＯＤＣコンバータのス
イッチング周波数に同期して補正信号を重畳合成し、こ
の合成した信号と、Ｄ　Ｃ１０Ｃコンバータの出力電流
値とを比較し、曇の比較信号に基づき前記スイッチング
素子をオン・オフすることを特徴とする。

この補正信号は、スイッチング素子の通流率に対応した
電流リプル値に応じた信号で表わした信号としたところ
に特徴があり、ここで、この補正信号は次のようにする
。すなわち、多重Ｄ　Ｃ／ＤＣコンバータが２重式の場
合においては、前記補正信号を、スイッチング素子がオ
ンしてから１／２スイッチング周期までの期間において
は。

８　　　　　　ｆＬ （α：Ｅｏ及び２重Ｄ　Ｃ１０Ｃコンバータの入力電圧
から決定されるスイッチング素子の通流率。

Ｅｏ：２重Ｄ　Ｃ１０Ｃコンバータの平均出力電圧。

ｆニースイッチング素子におけるスイッチング周波数、
Ｌ：２重Ｄ　Ｃ１０Ｃコンバータの出力側のインダクタ
ンス） に応じた信号とし、前記１／２スイッチング周期を超え
て１周期までの期間においては、８　α　　　　　　　
　ｆＬ に応じた信号とすることが好ましい。

（作用） 本発明によれば、自動電圧調節器に多重ＤＣ／ＤＣコン
バータの出力電圧設定値と出力電圧検出値とが入力され
、自動電圧調節器はその入力をゼロとするような一定の
電圧レベルを出力する。一方、直流−交流変換手段のス
イッチング素子のスイッチング周波数に同期した補正信
号が、自動電圧調節器の前記電圧レベルに重畳合成され
、次いで、この合成信号と多重ＤＣ／ＤＣコンバータの
電流に相当する検出信号とが比較される。

この比較結果に基づき前記直流−交流変換手段の各スイ
ッチング素子がオン・オフされ、多重ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの制御が行われる。

すなわち、本発明では、入力電圧変動時に自動電圧調節
器が動作する前に前記補正信号によって所定の通流率を
瞬時に得ることにより、入力電圧変動時の過渡的な出力
電圧の変動を防止する。

（実施例） まず２本発明の基本的原理を、前述した第９図及び第１
０図又は第１１図に基づき説明する。

まず、スイッチング素子の通流率αと電流リプルとの関
係について検討する。

（α≧０．５の場合） 第１０図がα≧０．５の場合であり、 β＝α−０，５・・・（６） とすると、変圧器７７．７８の二次側電流リプルΔＩ。

は。

となる、ここで、αは前述の如く各ＧＴＯの通流率、ｆ
は−ＧＴＯあたりのスイッチング周波数、Ｌは出力平滑
リアクトル９のインダクタンスである。また、Ｅｏは多
重ＤＣ／ＤＣコンバータの平均出力電圧、Ｖｐは変圧器
二次巻線の電圧であり、ＶｐとＥｓと変圧器２７．２８
の巻数比ｎとの間には、Ｅｓ ｖｐ＝ ・・・（８） なる関係がある。

また、平均出力電圧Ｅｏは、 Ｅｏ＝２Ｖｐα とも表すことができるので、（７）式は４　α Ｌ となる、ここで、Ｋ　１＝（１−α）（２α−１）／４
αである。

（α〈０．５の場合） 第１１図がα＜０．５の場合であり、電流リプルΔ工２
は、 となる、ここで、Ｋ　ｚ　＝　（１−２α）／４である
。

第３図は、（９）　、　（１０）式を用いてαとＫ　ｚ
　、　Ｋ　＊との関係をグラフにより表したものである
１本図においては、縦軸にＫ　ｘ　、Ｋ　寞を、横軸に
αを取っであるが、α＝ｔｆとすれば（９）　、　（１
０）式は（４）、　（５）式の補正信号に対応したもの
となる。また、変圧器７７．７８の一次電流１１と二次
電流工２との間には、Ｉ鵞＝　Ｉ　Ｌ／　ｎ すなわち、 ΔＩ、＝ΔＩ　１／　ｎ　　　　　　　−（１１）なる
関係があるので、第３図において縦軸にΔ工１を取った
場合においても、その特性は同図と同様のものとなる。

入力電圧Ｅｓが変化した場合、（３）式かられかるよう
に、その変化量に応じて通流率αを変化させれば出力電
圧Ｅａを一定に保つことができる。これは、入力電圧Ｅ
ｓがわかればその通流率αは一意的に決定され９通流率
αが決まれば。

電流リプルΔＩ２は一意的に（９）　、　Ｄｏ）式又は
第３図から決定されることを意味している。

すなわち、第３図に示すパターンを補正値として用いれ
ば、入力電圧Ｅｓの変動に対して瞬時に必要とされる通
流率α、即ちＧＴＯの制御パルス幅を決めることができ
る。

また、変圧器７７　、７８の一次電流１１と二次側電流
工２との間には（１１）式の関係があるので、上記考察
は変圧器７７．７８の一次電流１１及び電流リプルΔ工
１についてもあてはまる。

次に、上記原理に基づく本発明の一実施例を、第４図の
制御回路のブロック図に従って説明する。

同図において１は減算器であり、この減算器１は、第８
図に示した２重ＤＣ／ＤＣコンバータ７０の出力電圧検
出値Ｖｄとその設定値Ｖｄ’を入力とし、これらの偏差
をＡＶＲ（自動電圧調節器）２に出力する。ＡＶＲ２は
、上記偏差である入力をゼロとするようにある電圧レベ
ルＶＡＶＲを加算器３に出力する。この電圧レベルｖＡ
ｖＲは、第９図に示した直流−交流変換手段７３，７４
の各ＧＴ○に平均電流丁ＧＴＩＩを流すように設定され
ている。

一方、この加算器３には各ＧＴＯのスイッチング周期に
同期したタクト付の第３図に対応したバターン波形Ｖｐ
ａｔが入力される。このパターン波形Ｖｐａｔは、第３
図に示した、縦軸を電流のりプル分Δ工２／２またはΔ
１１／２をとり、横軸はα；ｔｆとしたパターンと同一
形状の波形であり、かつ、出力電圧レベルＶＡ！ＩＩＨ
に加算されて各ＧＴＯにＹＧＴ＠＋Δ工１／２を流すよ
うな電圧信号である。

従って、ΔＩａ／２またはΔＩ工／２の大きさが、各Ｇ
Ｔ○がオンしてから１／２スイッチング周期までの期間
においては。

Ｔｕ　　２ｔ　　Ｅ。

８・ＴｕｆＬ となり、 １−２　α　　　Ｅｏ ８　　　　　　ｆＬ に比例した値となるようにし、また、１／２スイッチン
グ周期を超えて、１スイッチング周期までの期間におい
ては、 （Ｔｏ−ｔ）（２ｔ　　Ｔｕ）　　Ｅ。

８ｔ−Ｔｕ　　　ｆＬ となって、 （１−α）（２α−１）　　　Ｅ。

８α　　　　　　　　ｆＬ に比例した値となるような電圧信号を丁Ｇ丁＠に加算合
成して一次側電流検出値Ｉｌ又は二次側電流検出値工２
と比較すればよいことになる。

ここで、ｔは各ＧＴＯがオンしてからの時間を、Ｔｕは
各ユニットコンバータ７１，７２のスイッチング周期を
表している。したがって、Ｔｕとｆとの間には、 ２　Ｔｕ＝　Ｌ　／　ｆ なる関係がある。

さて、第４図において加算器３は電圧レベルＶ＾ＶＲと
パターン波形■ｐａｔとを加算合成し、その合成波形Ｖ
ｃを比較器４に出力する。また、比較器４には、変圧器
７７．７８の一次側電流検出値Ｉ０又は二次側電流検出
値工２も入力され、この比較器４はこれらの検出値工□
または工２と合成波形Ｖｃとを比較し、その比較結果を
パルス分配器５に出力する。

パルス分配器５は、各ＧＴＯに対するスイッチングパル
スを分配して出力する。これらのスイッチングパルスは
パターン波形Ｖｐａｔのタクト部分でＧＴＯをオンし、
合成波形Ｖｃを検出値１１またはＩｓとが越えた点でＧ
ＴＯをオフするものである。

第５図は合成波形Ｖｃと第９図の変圧器７７　、７８の
一次側又は二次側電流波形との関係、及びこれらと比較
器４の出力との関係を示すタイムチャートである。

すなわち、本発明は、入力電圧Ｅｓが変動すると電流工
１またはＩｔも変化するとともにそのリプルも変動する
ので、通流率αがこのリプルの変動分を補償する新たな
αとなるように各ＧＴＯをオフするものである。

第６図は２重ＤＣ／ＤＣコンバータ７０の出力電力Ｐ、
、平均出力電圧Ｅｏ、通流率α１でＧＴＯをスイッチン
グしているときに入力電圧Ｅｓが低下する方向に変化し
たため、通流率がαｌからα２に増加した場合の変圧器
−次電流ｘｉ（又は二次電流Ｉ２）の変化の様子を示す
グラフである１本図においては、縦軸に電流工、横軸に
通流率αを取っである。

すなわち、入力電圧Ｅｓが低下したことにより。

出力リプルΔＸＸ（ΔＩｉ）も変化して通流率がα１か
らαスに変化する。ここで、変化後の通流率α２は、Ｅ
ｓが低下する以前（通流率α１であったとき）と同じ出
力電力Ｐａを発生する。換言すれば、ＡＶＲ２の出力の
調整をすることなく、２重ＤＣ／ＤＣコンバータ７０の
平均出力電流Ｉａを同じとしたまま、入力電圧Ｅｓの低
下分を通流率αを増加させることにより補償し、平均出
力電圧Ｅｏを一定に保っているのである。

このように、本実施例によれば、２重ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ７０の入力電圧Ｅｓが変動してもＡＶＲ２の出力の
調整をせずに、パターン補正によって通流率αが入力電
圧Ｅｓの変化後の新しい通流率αに自動的に修正される
ので、非常に早い応答が得られることになる。なお、本
実施例における入力電圧Ｅｓの変動に対するＡＶＲ２の
出力電圧レベルＶＡＶＲ及び出力電圧Ｅｏの応答を、第
７図に示す。

次いで、上記実施例を、第１図の制御回路のブロック図
に沿ってより詳細に説明する。なお、第１図において、
第１２＠中の構成要素と同一のものには同図と同一番号
を付しである。

クロックジェネレータ１１が接続されたアドレスエンコ
ーダ１２は、アドレスバス１３を介してＲＯＭ（リード
・オンリー・メモリ）１４１，１４２に対し、ＧＴｏ　
１、　Ｇ　Ｔ　Ｏｚ及びＧ　Ｔ　Ｏ−、Ｇ　Ｔ　Ｏ４ノ
各スイッチング周期Ｔｕに同期したアドレス信号を出力
する。

このうちＲＯＭ１４１には、変圧器７７．７８の一次電
流すプルΔ工１に対応する関数波形（第３図参照）がパ
ターンテ記憶され、ＲＯＭ１４２にはＲＯＭ１４１の関
数波形と形状が同一であり１位相が１８０°異なるデー
タが記憶されている。これらのＲＯＭ１４１　、１４２
は、アドレスバス１３からの上記アドレス信号に基づき
、それぞれのデータバス１５１，１５２に上記関数波形
をディジタル信号として出力する。

Ｄ／Ａ　（ディジタル／アナログ）変換器１６１又は１
６２は、これらのディジタル信号をアナログ信号にそれ
ぞれ変換した後、タクト付のアナログパターン波形Ｖｐ
ａｔを加算器１７１，１７２又は加算器１７３，１７４
にそれぞれ出力する。

一方、減算器１は２重ＤＣ／ＤＣコンバータ７０の出力
電圧検出値Ｖｄとその設定値Ｖｄ”を入力し、これらの
偏差をＡＶＨ２に出力する。ＡＶＨ２は、上記偏差であ
る入力をゼロとするように電圧レベルＶＡＶＲを加算器
１７１〜１７４に出力する。

次に、加算器１７１，１７２及び１７３．１７４は、Ｄ
／Ａ変換器１６１及び１６２からのアナログパターン波
形Ｖｐａｔと電圧レベル出力ＶＡＶＲとをそれぞれ加算
してその加算結果Ｖｃを比較器４１，４２及び４３，４
４にそれぞれ出力する。

また、比較器４１〜４４には加算器１７１〜１７４から
の加算信号Ｖｃの他、ＧＴＯ，、ＧＴｏ２．ＧＴｏ３．
ＧＴ　Ｏ４を流れる電流Ｉ　Ｇ１．　ＩＧｚ、　１０３
ｇ　ＩＧ４に相当する信号が入力される。そして比較器
４１〜４４は、アナログパターン波形Ｖｐａｔのタクト
部で各ＧＴＯをオンし、ＧＴＯ電流Ｉａ１〜工Ｇ４に相
当する信号が加算信号Ｖｃを越えた点で各ＧＴＯをオフ
する信号をパルス分配器５１．５２に出力する。そして
、パルス分配器５１及び５２は、比較器４１，４２及び
４３，４４力ラノ信号ｔｔ　Ｇ　Ｔ　Ｏ１，ａ　Ｔ　Ｏ
ｘ　及びＧ　Ｔ　Ｏａ　−Ｇ　ＴＯ鴫に分配出力する。

第２図はユニットコンバータ７１及び７２のそれぞれに
ついて、ＡＶＨ２の出力電圧レベルＶＡＶＲとタクト付
パターン波形Ｖｐａｔとが加算合成された波形と変圧器
７７．７８の一次側（又は二次側）電流工１（又はＩｔ
）波形との関係、及びこれらとａ’ｒｏｘ。

Ｇ　Ｔ　Ｏｚ及びＧ　Ｔ　Ｏ３、Ｇ　Ｔ　Ｏ４のスイッ
チング信号との関係を示すタイムチャートである。

なお、上記実施例では、主回路構成が第９図に示す入力
コンデンサを４分割した直列２重ＤＣ／ＤＣコンバータ
について説明したが、入力コンデンサを２分割し、これ
ら２つのコンバータユニツ’ｒ−で共通に使用する場合
、あるいは２重以上の直列多重の場合、及びその他の並
列多重ＤＣ／ＤＣコンバータについても本発明は適用可
能である。

また、上記実施例では、ＡＶＨ２の電圧レベル出力ＶＡ
ＩＩ及びタクト付パターン波形Ｖｐａｔの合成波形Ｖｃ
と変圧器−次側電流Ｉ工との比較をアナログ方式により
行ったが、ディジタル方式によっても同等の制御を行う
ことができる。

さらに、合成波形Ｖｃと比較する電流は変圧器の二次側
電流Ｉｚを用いてもよい。

（発明の効果） 以上のように１本発明においては、ＡＶＨの出力に直流
−交流変換手段のスイッチング素子のスイッチング周波
数に同期した補正信号を重畳合成し、この合成信号と、
各直流−交流変換手段の出力検出信号又は交流−直流変
換手段の入力検出信号とを比較し、かかる比較信号に基
づき前記スイッチング素子をオン・オフすることにより
、ＡＶＲが動作する以前に入力電圧の変動分に対応した
新しい通流率を与えることを可能としたので、従来のよ
うに、設定電圧と多重ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧
とをＡＶＲにより比較することのみで多重ＤＣ／ＤＣコ
ンバータを制御する方法に比較して。

入力変動に対する出力応答が早く、過渡的に出力電圧Ｅ
ｏが変動することによる負荷への悪影響を解消できる効
果がある。

また、前記補正信号として、直流入力電圧とスイツチン
グ素子の通流率とから決まる多重ＤＣ／ＤＣコンバータ
の出力電流リプル値に応じた信号を採用した場合には、
上記効果は特に著しいものとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を詳細に説明するための制御
回路のブロック図、第２図は第１図に示す制御回路の作
用を説明するためのタイムチャート、第３図及び第６図
は本発明の詳細な説明するためのグラフ、第４図は本発
明の一実施例における制御回路の概略的な構成を示すブ
ロック図、第５図は第４図に示す制御回路の作用を説明
するためのタイムチャート、第７図は本発明の出力応答
を示す図、第８図及び第９図は本発明及び従来例が適用
される２重ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図、第１０図及
び第１１図はその作用を説明するためのタイムチャート
、第１２図は従来例における制御回路のブロック図、第
１３図はその作用を説明するためのタイムチャート、第
１４図は従来例における出力応答を示す図である。 １・・・減算器 ３・・・加算器 ５・・・パルス分配器 １１・・・クロックジェネレータ １２・・・アドレスエンコーダ １４１．１４２・・・ＲＯＭ １６１．１６２・・・Ｄ／Ａ変換器 ４１〜４４・・・比較器 １３・・・アドレスバス １５１．１５２・・・データバス １７１〜１７４・・・加算器 ５１．５２・・・パルス分配器 ２・・・ＡＶＲ（自動電圧調節器） ４・・・比較器

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流−交流変換手段と交流−直流変換手段とによ
   り構成されたユニットＤＣ／ＤＣコンバータを２組以上
   接続した多重ＤＣ／ＤＣコンバータの各ユニットＤＣ／
   ＤＣコンバータについて、前記各直流−交流変換手段の
   スイッチング素子の通流率を制御して直流出力を調整す
   るとともに、前記各直流−交流変換手段相互間における
   前記スイッチング素子の点弧タイミングを位相差を持た
   せて制御し、各ユニットＤＣ／ＤＣコンバータの交流−
   直流変換手段の出力側から直流出力を得る多重ＤＣ／Ｄ
   Ｃコンバータの制御方法において、多重ＤＣ／ＤＣコン
   バータの電圧設定値と電圧検出値とを自動電圧調節器に
   入力し、この自動電圧調節器の出力に前記スイッチング
   素子のスイッチング周波数に同期した補正信号を重畳合
   成し、次いで、この合成した信号と前記各直流−交流変
   換手段の出力側交流電流信号又は交流−直流変換手段の
   入力側交流電流信号とを比較し、この比較信号に基づき
   前記スイッチング素子をオン・オフすることを特徴とす
   る多重ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
2. （２）補正信号を、多重ＤＣ／ＤＣコンバータの直流入
   力電圧とスイッチング素子の通流率とから決まる多重Ｄ
   Ｃ／ＤＣコンバータの出力電流リプル値に応じた信号と
   した、請求項（１）記載の多重ＤＣ／ＤＣコンバータの
   制御方法。
3. （３）多重ＤＣ／ＤＣコンバータが２重ＤＣ／ＤＣコン
   バータの場合における補正信号を、スイッチング素子が
   オンしてから１／２スイッチング周期までの期間におい
   ては、 ［（１−２α）／８］・（Ｅ＿０／ｆＬ） （Ｅ＿０：２重ＤＣ／ＤＣコンバータの平均出力電圧、
   α：Ｅ＿０及び２重ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧か
   ら決定されるスイッチング素子の通流率、ｆ：一スイッ
   チング素子におけるスイッチング周波数、Ｌ：２重ＤＣ
   ／ＤＣコンバータの出力側のインダクタンス） に応じた信号とし、１／２スイッチング周期を超えてス
   イッチング１周期までの期間においては、［（１−α）
   （２α−１）／８］・（Ｅ＿０／ｆＬ）に応じた信号と
   した、請求項（２）記載の多重ＤＣ／ＤＣコンバータの
   制御方法。