JPH0226727B2 - - Google Patents
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- JPH0226727B2 JPH0226727B2 JP2982983A JP2982983A JPH0226727B2 JP H0226727 B2 JPH0226727 B2 JP H0226727B2 JP 2982983 A JP2982983 A JP 2982983A JP 2982983 A JP2982983 A JP 2982983A JP H0226727 B2 JPH0226727 B2 JP H0226727B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明はカメラ等に用いられる測距装置であつ
て、発光素子から発せられた光を測距対象に向け
て投射し、その反射光を隣接配置された二つの受
光素子で受光する三角測距方式の測距装置の改良
に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention is a distance measuring device used in a camera, etc., which projects light emitted from a light emitting element toward a distance measuring object, and transmits the reflected light to two light receivers arranged adjacently. This invention relates to an improvement of a triangular distance measuring device that receives light with an element.
従来、上述のような方式の測距装置としては、
特開昭54−39731号公報或は特開昭57−104809号
公報等により提案されている。 Conventionally, as a distance measuring device using the method described above,
This method has been proposed in Japanese Patent Application Laid-open No. 54-39731, Japanese Patent Application Laid-Open No. 57-104809, etc.
一般に、受光素子より投射した光の測距対象か
らの反射光を受光素子で受光して測距する場合、
その反射光強度は、測距対象の反射率、距離等に
よつて、千倍以上の差を生じる。従つて、受光素
子の出力を増幅する増幅回路は、60dB以上のダ
イナミツクレンジが必要となる。 In general, when measuring distance by receiving reflected light from the distance measurement target of light projected by the light receiving element,
The intensity of the reflected light varies by a factor of 1,000 or more depending on the reflectance of the object to be measured, the distance, etc. Therefore, the amplifier circuit that amplifies the output of the light receiving element needs to have a dynamic range of 60 dB or more.
そのダイナミツクレンジを広くする方法として
は、受光素子出力の対数圧縮や増幅回路の自動利
得調整が考えられるが、前者では、受光々量が大
きく受光素子間の出力差が小さい時に、Ｓ／Ｎが
悪くなる欠点があり、また後者では、フイードバ
ツク系が必要で、発振等の不安定要素が増大する
欠点があつた。 Possible ways to widen the dynamic range include logarithmic compression of the light receiving element output and automatic gain adjustment of the amplifier circuit, but in the former case, when the amount of light received is large and the output difference between the light receiving elements is small, the S/N In the latter case, a feedback system is required, which increases unstable factors such as oscillation.
そこで、本発明の目的は、上記従来例の欠点を
判わず、簡単な手段で、受光素子回路の出力を見
掛上変化させて、比較回路の判別し易いある設定
値に達した時に測距状態を判別させるようにした
測距装置を提供するものである。 SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, an object of the present invention is to use simple means to apparently change the output of the light-receiving element circuit and measure the output when the comparator circuit reaches a certain set value that is easy to determine. The present invention provides a distance measuring device that determines the distance state.
以下、図面に基づいて本発明の実施例を説明す
る。 Embodiments of the present invention will be described below based on the drawings.
先ず、第１図において、１はクロツクパルス発
生回路（発振周波数0＝16KHzであり、以下
OSCと記述する）、２は時間形成回路（時間＝t25
ｍｓ）、３はアンドゲート、４はトランジスタ、
５は測距対象へスポツト光を投射する発光素子と
しての赤外線発光をダイオード（以下IRDと記述
する）、６及び７は夫々IRD５から投射され測距
対象により反射された光を受光し得るように基線
長方向に隣接して配置された受光素子としてのシ
リコンホトダイオード（以下SPDと記述する）、
８及び９は夫々交流増幅回路、１０及び１２は
夫々中心周波数xを決定する要素の一つである
抵抗成分としての電界効果トランジスタ（以下
FETと記述する）１１及び１３を抜き出して示
した帯域フイルター回路（以下BPFと記述す
る）、１４及び１５は夫々検波回路、１６及び１
７は夫々平滑回路、１８及び１９は夫々直流増幅
回路、２０はインバータ、２１はトランジスタ、
２２は定電流回路、２３はコンデンサ、２４はバ
ツフア回路、２５，２６及び２７は夫々コンパレ
ータ回路（以下CMPと記述する）、２８は定電流
回路、２９，３０及び３１は夫々CMP２５の反
転入力端子−及びCMP２６，２７の非反転入力
端子＋に基準電圧Vr1及びVr2，Vr3を与える分圧
抵抗、３２はアンドゲート、３３及び３４は夫々
Ｄタイプのフリツプフロツプ回路、３５はR.Sタ
イプのフリツプフロツプ回路（なお、フリツプフ
ツプ回路は、以下共通してFFと記述する。）であ
り、夫々図示の如く接続されている。 First, in Figure 1, 1 is a clock pulse generation circuit (oscillation frequency 0 = 16KHz, and the following
2 is a time forming circuit (time = t25
ms), 3 is an AND gate, 4 is a transistor,
5 is an infrared light emitting diode (hereinafter referred to as IRD) as a light emitting element that projects a spot light to the distance measurement target, and 6 and 7 are each designed to receive the light projected from the IRD 5 and reflected by the distance measurement target. A silicon photodiode (hereinafter referred to as SPD) as a light receiving element arranged adjacent to the baseline length direction,
8 and 9 are AC amplifier circuits, respectively, and 10 and 12 are field effect transistors (hereinafter referred to as resistance components) that are one of the elements that determine the center frequency x.
FET) 11 and 13 are extracted and shown as bandpass filter circuits (hereinafter referred to as BPF), 14 and 15 are detection circuits, respectively, and 16 and 1
7 is a smoothing circuit, 18 and 19 are DC amplifier circuits, 20 is an inverter, 21 is a transistor,
22 is a constant current circuit, 23 is a capacitor, 24 is a buffer circuit, 25, 26 and 27 are each a comparator circuit (hereinafter referred to as CMP), 28 is a constant current circuit, 29, 30 and 31 are each an inverting input terminal of CMP 25 32 is an AND gate, 33 and 34 are D -type flip-flop circuits, and 35 is an RS-type flip-flop circuit. (Flip-flop circuits are hereinafter commonly referred to as FF) and are connected as shown in the figure.
次に、第１図の動作を第２図と共に説明する。 Next, the operation shown in FIG. 1 will be explained with reference to FIG. 2.
操作の開始によつて、図示していない電源スイ
ツチが閉成されると、回路の各部に給電が行われ
ると共に、FF３３，３４及び３５はリセツトが
解除される。 When a power switch (not shown) is closed at the start of the operation, power is supplied to each part of the circuit, and the FFs 33, 34, and 35 are released from reset.
そして、OSC１が動作して、62.50μsの周期の
クロツクパルスが発生すると共に、時間形成回路
２の出力がｔ＝25ｍｓの時間だけ「Ｈ」レベルへ
反転する。 Then, the OSC1 operates to generate a clock pulse with a period of 62.50 .mu.s, and the output of the time forming circuit 2 is inverted to the "H" level for a time of t=25 ms.
従つて、その時間だけクロツクパルスがアンド
ゲート３を通過し、それに対応してトランジスタ
４が導通、遮断を繰返す結果、IRD５はパルス点
灯する。このIRD５の点灯による投射光は、測距
対象から反射してSPD６及び７で受光されるこ
の結果、ａ及びa′の受光出力は、○イに示す如く、
自然光による直流成分に重畳されて発生する。ま
た、交流増幅回路８及び９後のｂ及びb′点の出力
は、○ロに示す如く、増幅されて現われる。 Therefore, the clock pulse passes through the AND gate 3 for that period of time, and the transistor 4 repeats conduction and cutoff in response to this, and as a result, the IRD 5 lights up in pulses. The light projected by this IRD 5 lighting is reflected from the distance measurement target and received by the SPDs 6 and 7. As a result, the light receiving outputs of a and a' are as shown in ○A.
It is generated by being superimposed on the DC component caused by natural light. Further, the outputs at points b and b' after the AC amplifier circuits 8 and 9 are amplified and appear as shown in the circle.
一方、時間形成回路２の出力が25ｍｓの時間
「Ｈ」レベルへ反転している間、インバータ２０
の出力が「Ｌ」レベルへ反転し、トランジスタ２
１が遮断するので、コンデンサ２３は定電流回路
２２により定電流充電され、その定電流をＩ、コ
ンデンサ２３の容量をＣとすると、バツフア回路
２４の出力端子ｃ点の電圧Ｖは、
Ｖ＝（１／Ｃ）Ｉ ｔの関係式により、○ハで示
す如く上昇する。 On the other hand, while the output of the time forming circuit 2 is inverted to the "H" level for 25 ms, the inverter 20
The output of transistor 2 is inverted to "L" level, and
1 is cut off, the capacitor 23 is charged with a constant current by the constant current circuit 22. If the constant current is I and the capacitance of the capacitor 23 is C, then the voltage V at the output terminal c of the buffer circuit 24 is V=( According to the relational expression 1/C)It, it increases as shown by ◯C.
即ち、BPF１０及び１２は、夫々中心周波数
x（１／2μRC）を決定する要素の一つである抵
抗成分としてのFET１１及び１３の抵抗値が減
少して行き、その中心周波数xが低周波数から
IRD５の発光周波数である16KHxの高周波数へ
向つて、換言すれば、発光周波数に対して高イン
ピーダンスから低インピーダンスへ掃引され、ｄ
点及びd′点の出力は、○ニに示す波形の如くにな
る。 That is, BPF10 and BPF12 each have a center frequency
The resistance value of FETs 11 and 13 as a resistance component, which is one of the factors determining x (1/2 μRC), decreases, and the center frequency x changes from a low frequency to
Toward the high frequency of 16KHx, which is the emission frequency of IRD5, in other words, it is swept from high impedance to low impedance with respect to the emission frequency, and d
The outputs at points and points d' are as shown in the waveform shown in ○D.
また、検波回路１４及び１５後のｅ及びe′点の
出力波形は、○ホに示す如くになり、平滑回路１６
及び１７を経た直流増幅回路１８及び１９の後の
ｆ及びf′点の出力電圧Vf及びVf′○ヘに示す如く、
所定値から徐々に上昇する。 In addition, the output waveforms at points e and e' after the detection circuits 14 and 15 are as shown in ○ho, and the smoothing circuit 16
The output voltages Vf and Vf′ at points f and f′ after the DC amplifier circuits 18 and 19 after passing through and 17 are as shown in FIG.
Gradually increases from a predetermined value.
そして、第２図に示す如く、測距対象が近距離
位置に存在している場合には、ａ１，ａ２に示す
如く、反射光スポツトＸが、SPD６に充分広く
かゝり、SPD７に極く狭くかゝるので、ｆ点の
出力電圧Vfがf′点の出力電圧Vf′よりも充分高い
と共に、その出力電圧Vfが基準電圧Vr1に達した
時、CMP２５の出力が「Ｈ」レベルへ反転して、
先の時間ｔの間「Ｈ」レベルの信号が与えられて
いるアンドゲート３２が開いてその出力が「Ｈ」
レベルへ反転する。一方、その時点では、f′点の
出力電圧Vf′が基準電圧Vr3にも達していないの
で、CMP２６及び２７の出力は共に「Ｈ」レベ
ルのまゝである。従つて、アンドゲート３２の出
力の「Ｈ」レベルの立上り信号をクロツクパルス
とするFF３３及び３４は、共に「Ｈ」レベルの
信号を読み込み、夫々の出力端子Q1及びQ2に
「Ｈ」レベルの信号を記憶し、またその立上り信
号をセツトパルスとするFF３５は、出力端子Q3
が「Ｈ」レベルへ反転する。 As shown in Fig. 2, when the object to be measured is located at a short distance, the reflected light spot Therefore, when the output voltage Vf at point f is sufficiently higher than the output voltage Vf' at point f' and the output voltage Vf reaches the reference voltage Vr 1 , the output of CMP25 goes to the "H" level. Reverse it,
The AND gate 32 to which the "H" level signal was applied for the previous time t is opened and its output becomes "H".
Flip to level. On the other hand, at that point, the output voltage Vf' at point f' has not even reached the reference voltage Vr3 , so the outputs of the CMPs 26 and 27 both remain at the "H" level. Therefore, the FFs 33 and 34, which use the "H" level rising signal of the output of the AND gate 32 as a clock pulse, both read "H" level signals and output "H" level signals to their respective output terminals Q1 and Q2 . FF35, which stores the signal and uses the rising signal as a set pulse, outputs the output terminal Q3 .
is inverted to "H" level.
また、測距対象が中距離位置に存在している場
合には、ｂ１，ｂ２に示す如くになり、同様の動
作で出力点圧Vf′がVr2＜Vr3の間に在るので、
FF３３の出力Q1は「Ｈ」レベルの信号を、他方
FF３４の出力端子Q2は「Ｈ」レベルの信号を
夫々記憶し、またFF３５の出力端子Q3は「Ｈ」
レベルへ反転する。 In addition, when the object to be measured is located at a middle distance position, the output point pressure Vf' is between Vr 2 < Vr 3 due to the same operation, as shown in b1 and b2.
Output Q 1 of FF33 sends a “H” level signal, and the other
The output terminal Q 2 of FF34 stores "H" level signals, and the output terminal Q 3 of FF35 stores "H" level signals.
Flip to level.
更に、測距対象が遠距離への境界位置に存在し
ていた場合には、ｃ１，ｃ２において実線で示す
如く、反射光スポツトＸがSPD６及び７にほゞ
等分にかゝり、従つて、その出力電圧Vf及び
Vf′はほゞ等しく、その判別時点では、出力電圧
Vf′が基準電圧Vr2よりも高くなつているので、
FF３３及び３４の夫々出力端子Q1及びQ2は
「Ｌ」レベルの信号を記憶し、またFF３５の出力
端子Q3は「Ｈ」レベルへ反転する。 Furthermore, if the object to be measured is located at a boundary position to a long distance, the reflected light spot , its output voltage Vf and
Vf′ are almost equal, and at the time of determination, the output voltage
Since Vf′ is higher than the reference voltage Vr 2 ,
Output terminals Q 1 and Q 2 of FFs 33 and 34 respectively store "L" level signals, and output terminal Q 3 of FF 35 is inverted to "H" level.
更にまた、測距対象が極遠距離位置に存在して
いた場合には、ｃ１，ｃ２において鎖線で示す如
く、反射光スポツトX′がSPD７の方に広くかゝ
るが、極遠距離のため、出力電圧Vfは先の時間
ｔ内には基準電圧Vr1に達せず（測距対象が反射
率の小さいものゝ場合も同様になることがある）、
CMP２５の出力が「Ｌ」レベルのままであり、
その時間ｔが終了すると、アンドゲート３２がゲ
ートを閉じるので、FF３５はセツトされず、出
力端子Q3が「Ｌ」レベルのまゝの状態に保持さ
れる。 Furthermore, if the object to be measured is located at a very far distance, the reflected light spot , the output voltage Vf does not reach the reference voltage Vr 1 within the previous time t (this may also happen when the distance measurement target has a low reflectance),
The output of CMP25 remains at "L" level,
When the time t ends, the AND gate 32 closes the gate, so the FF 35 is not set and the output terminal Q3 remains at the "L" level.
なお、この時は、アンドゲート３２の出力が
「Ｈ」レベルへ反転することはないので、FF３３
及び３４は読み込み動作を行わない。 Note that at this time, the output of the AND gate 32 does not invert to the "H" level, so the FF33
and 34 do not perform a read operation.
即ち、第３図の真理値の図表に示す如く、FF
３３及び３４の出力端子Q1及びQ2の信号レベル
状態により近、中及び遠距離を判別するように設
定されているものであり、更に、FF３５の出力
端子Q3が「Ｌ」レベルの時は、FF３３及び３４
による判別に優先して遠距離を判別するように設
定されるものである。 That is, as shown in the truth value chart in Figure 3, FF
It is set to distinguish near, medium, and long distance based on the signal level status of output terminals Q 1 and Q 2 of FF 33 and 34, and furthermore, when output terminal Q 3 of FF 35 is at "L" level, is FF33 and 34
This is set to give priority to long-distance discrimination.
また、第１図のCMP２６及び２７への基準電
圧は、固定バイアスであり、出力電圧Vf′と出力
電圧Vfとは絶対値比較が行われている。 Further, the reference voltage to the CMPs 26 and 27 in FIG. 1 is a fixed bias, and the output voltage Vf' and the output voltage Vf are compared in absolute value.
第４図の実施例は、CMP２６及び２７への基
準電圧が、変動する出力Vfを分割する形で与え
られ、従つて、出力電圧Vf′は、出力電圧Vfに対
する割合の量として比較が行われる。なお、分圧
回路のVbは、例えば、IRD５を動作させていな
い時のSPD６或は７の受光出力回路の通常の電
圧レベルがバイアスされている。 In the embodiment of FIG. 4, the reference voltage to the CMPs 26 and 27 is provided by dividing the varying output Vf, and therefore the output voltage Vf' is compared as a proportion of the output voltage Vf. . Note that Vb of the voltage dividing circuit is biased to, for example, the normal voltage level of the light receiving output circuit of the SPD 6 or 7 when the IRD 5 is not operating.
また、第１図の回路動作では、コンパレータ回
路２５の出力が「Ｈ」レベルへ反転した時、出力
電圧Vf′の状態を判別する訳けであるが、アンド
ゲート３２以下の累積される動作遅れ時間によ
り、その判別に精度を欠く場合が起り得る。 In addition, in the circuit operation shown in FIG. 1, when the output of the comparator circuit 25 is inverted to the "H" level, the state of the output voltage Vf' is determined, but the accumulated operation delay of the AND gate 32 and below Depending on time, there may be cases where the determination lacks accuracy.
これに対し、第４図の実施例の特徴は、上述の
如く、割合の量、即ち、出力電圧Vf′は出力電圧
Vfに対する比で判別されるので、前実施例によ
りも精度の向上が計れるものである。 On the other hand, the feature of the embodiment shown in FIG. 4 is that, as mentioned above, the output voltage Vf' is
Since the determination is made based on the ratio to Vf, the accuracy can be improved compared to the previous embodiment.
なお、BPFの特性を変化させる手段として、
実施例ではその中心周波数を掃引する場合を示し
たが、中心周波数を発光周波数に合わせておき、
その「Ｑ」を操作するようにしてもよい。 In addition, as a means to change the characteristics of BPF,
In the example, the case where the center frequency is swept is shown, but it is also possible to match the center frequency to the emission frequency.
The "Q" may be manipulated.
また、上述の測距出力の段数は増減可能であ
り、更に、FF３５により遠距離を判別した場合、
併せて警報を発するようにすることもできる。 In addition, the number of stages of the distance measurement output described above can be increased or decreased, and furthermore, when determining a long distance using FF35,
It is also possible to issue a warning at the same time.
以上の如く、本発明は、受光素子出力の対数圧
縮や増幅回路の自動利得調整を行うことなく、帯
域フイルター回路の特性を変化させる簡単な構成
により安定した動作で測距状態を判別することが
できるものである。 As described above, the present invention makes it possible to determine the distance measurement state with stable operation using a simple configuration that changes the characteristics of the bandpass filter circuit without performing logarithmic compression of the light receiving element output or automatic gain adjustment of the amplifier circuit. It is possible.
第１図は本発明の一実施例を示した回路図、第
２図は受光素子に対する反射光スポツトの状態と
出力電圧の関係を示した説明図、第３図は測距出
力の一例を示した真理値の図表、第４図は本発明
の他の実施例を示した部分回路図である。
１……クロツクパルス発生回路、２……時間形
成回路、５……赤外線発光ダイオード、６及び７
……シリコンホトダイオード、８及び９……交流
増幅回路、１０及び１２……帯域フイルター回
路、１１及び１３……電界効果トランジスタ、１
４及び１５……検波回路、１６及び１７……平滑
回路、１８及び１９……直流増幅回路、２４……
バツフア回路、Ｘ及びX′……反射光スポツト。
Fig. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, Fig. 2 is an explanatory diagram showing the relationship between the state of the reflected light spot and the output voltage with respect to the light receiving element, and Fig. 3 shows an example of the distance measurement output. FIG. 4 is a partial circuit diagram showing another embodiment of the present invention. 1... Clock pulse generation circuit, 2... Time forming circuit, 5... Infrared light emitting diode, 6 and 7
... Silicon photodiode, 8 and 9 ... AC amplifier circuit, 10 and 12 ... Bandwidth filter circuit, 11 and 13 ... Field effect transistor, 1
4 and 15...detection circuit, 16 and 17...smoothing circuit, 18 and 19...DC amplifier circuit, 24...
Buffer circuit, X and X'...Reflected light spot.
Claims (1)
て投射し、その反射光を隣接配置された二つの受
光素子で受光する三角測距方式の測距装置におい
て、前記発光素子をある特定の周波数でパルス点
灯させると共に、前記受光素子の出力を処理する
回路系に帯域フイルター回路を設け、一定時間内
において該帯域フイルター回路の特性を変化さ
せ、前記一方の受光素子回路の出力がある設定値
に達した時点で、前記他方の受光素子回路の出力
状態を判別するようにしたことを特徴とする測距
装置。 ２ 発光素子から発せられた光を測距対象に向け
て投射し、その反射光を隣接配置された二つの受
光素子で受光する三角測距方式の測距装置におい
て、前記発光素子をある特定の周波数でパルス点
灯させると共に、前記受光素子の出力を処理する
回路系に帯域フイルター回路を設け、一定時間内
において該帯域フイルター回路の特性を変化さ
せ、前記一方の受光素子回路の出力がある設定値
に達した時の、前記他方の受光素子回路の出力
を、該一方の受光素子回路の出力に対する所定の
割合の量と比較して判別するようにしたことを特
徴とする測距装置。 ３ 帯域フイルター回路の特性として中心周波数
を変化させるようにしたことを特徴とする特許請
求の範囲第１項または第２項に記載の測距装置。 ４ 帯域フイルター回路の特性としてＱを変化さ
せるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲
第１項または第２項に記載の測距装置。 ５ 他方の受光素子回路の出力を複数のレベルと
比較するようにしたことを特徴とする特許請求の
範囲第１項または第２項に記載の測距装置。 ６ 一定時間内に一方の受光素子回路の出力があ
る設定値に達しない時は、測距出力を遠距離とし
て判別するようにしたことを特徴とする特許請求
の範囲第１項または第２項に記載の測距装置。[Scope of Claims] 1. In a triangular distance measuring device in which light emitted from a light emitting element is projected toward a distance measuring object and the reflected light is received by two adjacently arranged light receiving elements, A light-emitting element is pulse-lit at a certain frequency, and a band filter circuit is provided in a circuit system that processes the output of the light-receiving element, and the characteristics of the band-pass filter circuit are changed within a certain period of time, and the one light-receiving element circuit A distance measuring device characterized in that the output state of the other light-receiving element circuit is determined when the output of the other light-receiving element circuit reaches a certain set value. 2. In a triangular distance measuring device in which light emitted from a light emitting element is projected toward a distance measuring target and the reflected light is received by two adjacently arranged light receiving elements, the light emitting element is A bandpass filter circuit is provided in the circuit system that processes the output of the light receiving element at a certain frequency, and the characteristics of the bandpass filter circuit are changed within a certain period of time, and the output of the one light receiving element circuit is set to a certain value. The distance measuring device is characterized in that the output of the other light-receiving element circuit is compared with a predetermined ratio of the output of the one light-receiving element circuit to determine the output when the distance is reached. 3. The distance measuring device according to claim 1 or 2, characterized in that the center frequency is changed as a characteristic of the band filter circuit. 4. The distance measuring device according to claim 1 or 2, characterized in that Q is changed as a characteristic of the band filter circuit. 5. The distance measuring device according to claim 1 or 2, wherein the output of the other light receiving element circuit is compared with a plurality of levels. 6. Claims 1 or 2, characterized in that when the output of one of the light-receiving element circuits does not reach a certain set value within a certain period of time, the distance measurement output is determined as long distance. The distance measuring device described in .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2982983A JPS59155711A (en) | 1983-02-24 | 1983-02-24 | Distance measurement equipment |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2982983A JPS59155711A (en) | 1983-02-24 | 1983-02-24 | Distance measurement equipment |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59155711A JPS59155711A (en) | 1984-09-04 |
| JPH0226727B2 true JPH0226727B2 (en) | 1990-06-12 |
Family
ID=12286912
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2982983A Granted JPS59155711A (en) | 1983-02-24 | 1983-02-24 | Distance measurement equipment |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59155711A (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6184580A (en) * | 1984-10-02 | 1986-04-30 | Yukio Muto | Measuring instrument for quantity of displacement |
-
1983
- 1983-02-24 JP JP2982983A patent/JPS59155711A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59155711A (en) | 1984-09-04 |
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