JPH0226898B2 - - Google Patents
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- JPH0226898B2 JPH0226898B2 JP58026295A JP2629583A JPH0226898B2 JP H0226898 B2 JPH0226898 B2 JP H0226898B2 JP 58026295 A JP58026295 A JP 58026295A JP 2629583 A JP2629583 A JP 2629583A JP H0226898 B2 JPH0226898 B2 JP H0226898B2
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/005—Correction of errors induced by the transmission channel, if related to the coding algorithm
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
- G10L25/03—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
- G10L25/27—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the analysis technique
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
〔発明の属する技術分野〕
本発明は、PCM通信に用いられる高能率音声
符号化・復号化装置に関し、特に、音声適応予測
符号化方式を用いた音声符号化・復号化装置のバ
ースト誤り補正回路に関する。 〔従来技術の説明〕 従来、この種の高能率音声符号化・復号化装置
における情報ビツト系列の誤りに対する音質劣化
防止策としては、例えば次の二つの方法が知られ
ている。 第１の方法としては、誤り訂正符号の利用があ
る。この方法はランダム誤りおよび短いバースト
誤りに対しては有効であるが、例えば移動通信の
ように、伝送路の時間的変動が大きく、ランダム
誤りや長いバースト誤りも生起する伝送路で使用
するときは、低い効率（情報ビツト数／ブロツク
長）の符号を使わなければならず、冗長ビツト数
が増え、高能率音声符号化方式を採用する利点が
減少する。 第２の方法としては、波形内挿を行う方法があ
る。この方法は、バースト誤りの発生は比較的容
易に検出できるため、バースト誤り検出時には、
第３図に示すように、音声（特に有声音）波形が
時間的周期性をもつことを利用して１ピツチ周期
前の波形で内挿を行う方法（以降、波形内挿と呼
ぶ。）である。この第２の方法はアナログ音声伝
送、あるいはPCMのように音声波形のみを伝送
する場合に使われており、適応予測符号化方式の
ようにパラメータ情報も伝送する符号化装置に適
用するには改良が必要である。またピツチ周期を
検出しなければならず、回路規模が大きくなる。 従来技術ではないが、第２の方法から類推され
る方法として、音声の時間的相関（ホルマント、
音声の強さの変動のゆるやかさ）を利用してパラ
メータ情報も前フレームの値で置き換える（以
降、ワード単位のパラメータ内挿と呼ぶ。）方法
が考えられる。 しかしこの方法では、第４図Ｂに示すように、
一つのパラメータを構成する数ビツトのうち一部
のビツトだけが誤つた場合にも全ビツトを前フレ
ームの値で置き換えるため、一つのパラメータを
構成ビツト数が多くなると、パラメータを置き換
える頻度（以降、パラメータ内挿率、あるいは単
に内挿率と呼ぶ。）が過剰になる。特に第１の方
法と併用して誤り訂正符号化後にインターリーブ
して伝送することを考えると、第６図Ｃに示すよ
うにバースト誤りがランダム化される。誤り訂正
能力以内の誤りの場合は訂正されるため問題ない
が、訂正能力以上の誤りがバースト誤り検出回路
で検出されたときは、例えばすべてのパラメータ
が１ビツトずつ誤り、全パラメータを前フレーム
の値で内挿しなければならないというような事態
が起き、問題となる。 また従来、パラメータの量子化値を２進符号化
する方法として自然２進符号、あるいは折返し２
進信号が使われていたため、パラメータのフレー
ム間での変動がアナログ的な意味では微小であつ
ても、２進符号化したビツトパターンは下位桁か
らの桁上り等の効果により、大きく異なる確率が
高く、誤つたビツトあるいは誤つた確率の高いビ
ツトのみを前フレームの値で置き換えても効果が
小さかつた。 〔発明の目的〕 本発明は、上記のような技術的諸問題に鑑みな
されたものであり、例えば時間的変動の大きい移
動通信の伝送路のような誤り率の高い伝送路を用
いた場合にも、伝送の効率を低減することなく受
信側で良質の復号音声を得ることができるように
した音声符号化・復号化装置を提供することを目
的とする。 〔発明の要点〕 表は交番２進符号と自然２進符号の対応関係を
示すものである。交番２進符号はグレイ符号とも
呼ばれ、一般には２進情報を多値伝送するときに
使われる符号であり、、表によつても分るように、
アナログ的な意味で隣接した符号のビツトパター
ンは１ビツトしか異ならず（すなわちハミング距
離が１）、アナログ的な意味で２レベルだけ異な
る符号のビツトパターンは２ビツトしか異ならな
い。
符号化・復号化装置に関し、特に、音声適応予測
符号化方式を用いた音声符号化・復号化装置のバ
ースト誤り補正回路に関する。 〔従来技術の説明〕 従来、この種の高能率音声符号化・復号化装置
における情報ビツト系列の誤りに対する音質劣化
防止策としては、例えば次の二つの方法が知られ
ている。 第１の方法としては、誤り訂正符号の利用があ
る。この方法はランダム誤りおよび短いバースト
誤りに対しては有効であるが、例えば移動通信の
ように、伝送路の時間的変動が大きく、ランダム
誤りや長いバースト誤りも生起する伝送路で使用
するときは、低い効率（情報ビツト数／ブロツク
長）の符号を使わなければならず、冗長ビツト数
が増え、高能率音声符号化方式を採用する利点が
減少する。 第２の方法としては、波形内挿を行う方法があ
る。この方法は、バースト誤りの発生は比較的容
易に検出できるため、バースト誤り検出時には、
第３図に示すように、音声（特に有声音）波形が
時間的周期性をもつことを利用して１ピツチ周期
前の波形で内挿を行う方法（以降、波形内挿と呼
ぶ。）である。この第２の方法はアナログ音声伝
送、あるいはPCMのように音声波形のみを伝送
する場合に使われており、適応予測符号化方式の
ようにパラメータ情報も伝送する符号化装置に適
用するには改良が必要である。またピツチ周期を
検出しなければならず、回路規模が大きくなる。 従来技術ではないが、第２の方法から類推され
る方法として、音声の時間的相関（ホルマント、
音声の強さの変動のゆるやかさ）を利用してパラ
メータ情報も前フレームの値で置き換える（以
降、ワード単位のパラメータ内挿と呼ぶ。）方法
が考えられる。 しかしこの方法では、第４図Ｂに示すように、
一つのパラメータを構成する数ビツトのうち一部
のビツトだけが誤つた場合にも全ビツトを前フレ
ームの値で置き換えるため、一つのパラメータを
構成ビツト数が多くなると、パラメータを置き換
える頻度（以降、パラメータ内挿率、あるいは単
に内挿率と呼ぶ。）が過剰になる。特に第１の方
法と併用して誤り訂正符号化後にインターリーブ
して伝送することを考えると、第６図Ｃに示すよ
うにバースト誤りがランダム化される。誤り訂正
能力以内の誤りの場合は訂正されるため問題ない
が、訂正能力以上の誤りがバースト誤り検出回路
で検出されたときは、例えばすべてのパラメータ
が１ビツトずつ誤り、全パラメータを前フレーム
の値で内挿しなければならないというような事態
が起き、問題となる。 また従来、パラメータの量子化値を２進符号化
する方法として自然２進符号、あるいは折返し２
進信号が使われていたため、パラメータのフレー
ム間での変動がアナログ的な意味では微小であつ
ても、２進符号化したビツトパターンは下位桁か
らの桁上り等の効果により、大きく異なる確率が
高く、誤つたビツトあるいは誤つた確率の高いビ
ツトのみを前フレームの値で置き換えても効果が
小さかつた。 〔発明の目的〕 本発明は、上記のような技術的諸問題に鑑みな
されたものであり、例えば時間的変動の大きい移
動通信の伝送路のような誤り率の高い伝送路を用
いた場合にも、伝送の効率を低減することなく受
信側で良質の復号音声を得ることができるように
した音声符号化・復号化装置を提供することを目
的とする。 〔発明の要点〕 表は交番２進符号と自然２進符号の対応関係を
示すものである。交番２進符号はグレイ符号とも
呼ばれ、一般には２進情報を多値伝送するときに
使われる符号であり、、表によつても分るように、
アナログ的な意味で隣接した符号のビツトパター
ンは１ビツトしか異ならず（すなわちハミング距
離が１）、アナログ的な意味で２レベルだけ異な
る符号のビツトパターンは２ビツトしか異ならな
い。
次に本発明の実施例について図面を参照して説
明する。 第１図、第２図は本発明第１実施例の符号化・
復号化装置を示すものであり、第１図には符号化
装置のブロツク構成を、第２図には復号化装置の
ブロツク構成をそれぞれ示す。 第１図を参照すると、符号化装置は、アナロ
グ・デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１と遅延回路２
と、量子化器３と、予測回路４と、予測係数・残
差電力抽出回路５と、残差信号ビツト系列x2と
パラメータ情報系列x3とを多重化して多重化送
信ビツト系列x5として出力するマルチプレクサ
６と、G-1＝（残差電力）-1の利得をもつ増幅器７
と、Ｇの利得をもつ増幅器８と、予測係数・残差
電力の量子化値であるパラメータ情報系列x3を
交番２進符号化する回路９とにより構成される。
また、x1はサンプル値化された音声信号系列、
x4は交番２進符号化パラメータ情報ビツト系列
である。上記の回路１ないし回路８は従来の音声
適応予測符号化装置と共通な部分であり、交番２
進符号化回路９は本発明で新たに付加された回路
である。この回路９は例えば量子化ビツト数が４
ビツトのときは、前記の表に従つて交番２進符号
を出力する回路であり、４ビツト以外のときも同
様な表に従つて交番２進符号を出力するものであ
る。 第２図を参照すると、復号化装置は、多重化受
信ビツト系列y1を残差信号ビツト系列y2とパラ
メータ情報ビツト系列y3に分離するデマルチプ
レクサ１１と、Ｇ＝（残差電力）の利得をもつ増
幅器１２と、予測回路１３と、予測係数・残差電
力復号回路１４と、受信信号電力あるいは帯域外
雑音電力y4により受信ビツト系列y1のバースト
誤りを検出してバースト誤り検出信号y5を出力
する検出回路１６と、現在のフレームのパラメー
タ情報系列y3と１フレーム前に選択されたパラ
メータ情報系列y7のうちいずれか一方を選択す
るスイツチ回路１８と、スイツチ回路１８により
選択されたパラメータ情報ビツト系列y6を１フ
レーム分遅延記憶して前フレームのパラメータ情
報ビツト系列y7を出力する回路１７と、パラメ
ータ情報ビツト系列y6を逆交番２進符号化した
パラメータ情報ビツト系列y8を出力する逆変換
回路１９とにより構成される。上記の回路１１な
いし回路１５は従来の音声適応予測復号化装置と
共通な部分であり、回路１６ないし回路１９はバ
ースト誤り時の音声品質を良好に保つために本発
明で新たに追加した部分である。 スイツチ回路１８はバースト誤りが検出された
ときは前フレームのパラメータ情報ビツト系列
y7を選択し、バースト誤りが検出されなかつた
ときは現在のフレームのパラメータ情報ビツト系
列y3を選択することでビツト単位のパラメータ
内挿を行う。スイツチ回路１８の動作について第
４図を参照して説明する。第４図Ａは連続した２
フレーム、すなわち第（ｎ−１）フレームと第ｎ
フレームのパラメータ情報のビツト系列を示して
いる。ここでa0，b0…は“０”または“１”のビ
ツトである。第ｎフレームにおいて、最初の５ビ
ツトa0′，a1′，a2′，a3′，a4′に対してはバースト
誤りが検出されていないため、スイツチ回路１８
はパラメータ情報ビツト系列y3を選択し、受信
ビツト系列をそのまま出力する。次の３ビツト
a5′，b0′，b1′に対してはバースト誤りが検出され
たため、スイツチ回路１８はパラメータ情報ビツ
ト系列y7を選択し、１フレーム前の同一位置の
ビツトa5，b0，b1を出力する。b2′，b3′…に対し
てはバースト誤りが検出されていないため、スイ
ツチ回路１８は再びパラメータ情報ビツト系列
y3を選択し、受信ビツト系列をそのまま出力す
る。逆交番２進符号化回路１９は符号化装置の交
番２進符号化回路９の逆操作を行い、パラメータ
の量子化値であるパラメータ情報ビツト系列y8
を出力する。 次に本発明の交番２進符号化によるビツト単位
のパラメータ内挿の有効性について説明する。 定常的な音声区間ではパラメータ情報の変化は
ゆるやかであるが、量子化により１レベル程度は
変化する。例えば第（ｎ−１）フレームで量子化
値qn-1＝７、第ｎフレームで量子化値qo＝８と仮
定する。qo-1＝７に対する自然２進符号は
（0111）、交番２進符号は（0100）であり、qo＝８
に対してはそれぞれ自然２進符号が（1000）、交
番２進符号が（1100）である。量子化値の７から
８への変化は、自然２進符号の場合、最下位桁か
らの桁上りにより（0111）から（1000）への変化
となり、ビツトパターンは全ビツトが異なり、ビ
ツト単位の内挿はできない。これに対し交番２進
符号の場合は（0100）から（1100）への変化であ
り、ビツトパターンは１ビツトを除き一致してい
る。したがつて、この交番２進符号によれば、下
位３ビツトが誤つたときにはビツト単位の内挿を
行うことにより量子化値を誤りなく復号できる。
また最上位ビツトが誤つたとしても、内挿後の量
子化値はq^o＝７であり、真の値と１レベルしか異
ならず、大きな影響はない。 第２実施例装置として第１実施例装置に加えパ
ラメータに誤り訂正符号を用いたものがあげられ
る。この第２実施例のブロツク構成を第５図に示
す。第５図において、パラメータ情報は誤り訂正
符号化回路６１でランダム誤り訂正符号化後に、
インタリーブ回路６２でインタリーブされて伝送
される。受信ビツト系列は逆インタリーブ回路６
３で逆インタリーブされた後に誤り訂正回路６４
に送られ、バースト誤り検出回路６６で検出され
たバースト誤りに対し、誤り訂正可能ならばこの
回路６４で訂正を行い、訂正能力以上ならば次段
のビツト単位パラメータ内挿回路６５でビツト単
位のパラメータ内挿を行う。 この第２実施例装置の動作について、第６図に
より具体的な説明を行う。 第６図Ａに示すように、パラメータ１、パラメ
ータ２を１ブロツクとして１ビツト誤り訂正符号
化を行つたとする。インタリーブ後のビツト系列
を第６図Ｂに、また、逆インタリーブ後のビツト
系列を第６図Ｃに示す。伝送路のバースト誤りは
逆インタリーブにより第６図Ｃのようにランダム
化される。この例では１ブロツクに２個の誤りが
検出されており、誤りなく訂正されることは保証
されない。もしワード単位の内挿を行うならば、
パラメータ１〜４のすべてが内挿されるが、本発
明のビツト単位のパラメータ内挿を行うことによ
り、正しいビツトの情報はそのまま利用できる。 第３実施例装置として第１、あるいは第２の実
施例装置に加えて残差信号系列のバースト誤りに
対して従来技術として説明した波形内挿を行うも
のがあげられる。パラメータの誤りに比べ、残差
信号系列の誤りによる音声品質の劣化は小さく、
またピツチ周期検出を行う回路が複雑という欠点
はあるが、誤り率の大きい場合には大きな効果が
得られる。 〔発明の効果〕 本発明は、以上説明したように、パラメータ情
報を交番２進符号化し、バースト誤り検出時には
ビツト単位のパラメータ内挿を行う回路を付加す
ることで、信号の伝送効率を低下させることなく
音声適応予測符号化・復号化装置のバースト誤り
時の音声品質劣化を防止できる効果がある。
明する。 第１図、第２図は本発明第１実施例の符号化・
復号化装置を示すものであり、第１図には符号化
装置のブロツク構成を、第２図には復号化装置の
ブロツク構成をそれぞれ示す。 第１図を参照すると、符号化装置は、アナロ
グ・デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１と遅延回路２
と、量子化器３と、予測回路４と、予測係数・残
差電力抽出回路５と、残差信号ビツト系列x2と
パラメータ情報系列x3とを多重化して多重化送
信ビツト系列x5として出力するマルチプレクサ
６と、G-1＝（残差電力）-1の利得をもつ増幅器７
と、Ｇの利得をもつ増幅器８と、予測係数・残差
電力の量子化値であるパラメータ情報系列x3を
交番２進符号化する回路９とにより構成される。
また、x1はサンプル値化された音声信号系列、
x4は交番２進符号化パラメータ情報ビツト系列
である。上記の回路１ないし回路８は従来の音声
適応予測符号化装置と共通な部分であり、交番２
進符号化回路９は本発明で新たに付加された回路
である。この回路９は例えば量子化ビツト数が４
ビツトのときは、前記の表に従つて交番２進符号
を出力する回路であり、４ビツト以外のときも同
様な表に従つて交番２進符号を出力するものであ
る。 第２図を参照すると、復号化装置は、多重化受
信ビツト系列y1を残差信号ビツト系列y2とパラ
メータ情報ビツト系列y3に分離するデマルチプ
レクサ１１と、Ｇ＝（残差電力）の利得をもつ増
幅器１２と、予測回路１３と、予測係数・残差電
力復号回路１４と、受信信号電力あるいは帯域外
雑音電力y4により受信ビツト系列y1のバースト
誤りを検出してバースト誤り検出信号y5を出力
する検出回路１６と、現在のフレームのパラメー
タ情報系列y3と１フレーム前に選択されたパラ
メータ情報系列y7のうちいずれか一方を選択す
るスイツチ回路１８と、スイツチ回路１８により
選択されたパラメータ情報ビツト系列y6を１フ
レーム分遅延記憶して前フレームのパラメータ情
報ビツト系列y7を出力する回路１７と、パラメ
ータ情報ビツト系列y6を逆交番２進符号化した
パラメータ情報ビツト系列y8を出力する逆変換
回路１９とにより構成される。上記の回路１１な
いし回路１５は従来の音声適応予測復号化装置と
共通な部分であり、回路１６ないし回路１９はバ
ースト誤り時の音声品質を良好に保つために本発
明で新たに追加した部分である。 スイツチ回路１８はバースト誤りが検出された
ときは前フレームのパラメータ情報ビツト系列
y7を選択し、バースト誤りが検出されなかつた
ときは現在のフレームのパラメータ情報ビツト系
列y3を選択することでビツト単位のパラメータ
内挿を行う。スイツチ回路１８の動作について第
４図を参照して説明する。第４図Ａは連続した２
フレーム、すなわち第（ｎ−１）フレームと第ｎ
フレームのパラメータ情報のビツト系列を示して
いる。ここでa0，b0…は“０”または“１”のビ
ツトである。第ｎフレームにおいて、最初の５ビ
ツトa0′，a1′，a2′，a3′，a4′に対してはバースト
誤りが検出されていないため、スイツチ回路１８
はパラメータ情報ビツト系列y3を選択し、受信
ビツト系列をそのまま出力する。次の３ビツト
a5′，b0′，b1′に対してはバースト誤りが検出され
たため、スイツチ回路１８はパラメータ情報ビツ
ト系列y7を選択し、１フレーム前の同一位置の
ビツトa5，b0，b1を出力する。b2′，b3′…に対し
てはバースト誤りが検出されていないため、スイ
ツチ回路１８は再びパラメータ情報ビツト系列
y3を選択し、受信ビツト系列をそのまま出力す
る。逆交番２進符号化回路１９は符号化装置の交
番２進符号化回路９の逆操作を行い、パラメータ
の量子化値であるパラメータ情報ビツト系列y8
を出力する。 次に本発明の交番２進符号化によるビツト単位
のパラメータ内挿の有効性について説明する。 定常的な音声区間ではパラメータ情報の変化は
ゆるやかであるが、量子化により１レベル程度は
変化する。例えば第（ｎ−１）フレームで量子化
値qn-1＝７、第ｎフレームで量子化値qo＝８と仮
定する。qo-1＝７に対する自然２進符号は
（0111）、交番２進符号は（0100）であり、qo＝８
に対してはそれぞれ自然２進符号が（1000）、交
番２進符号が（1100）である。量子化値の７から
８への変化は、自然２進符号の場合、最下位桁か
らの桁上りにより（0111）から（1000）への変化
となり、ビツトパターンは全ビツトが異なり、ビ
ツト単位の内挿はできない。これに対し交番２進
符号の場合は（0100）から（1100）への変化であ
り、ビツトパターンは１ビツトを除き一致してい
る。したがつて、この交番２進符号によれば、下
位３ビツトが誤つたときにはビツト単位の内挿を
行うことにより量子化値を誤りなく復号できる。
また最上位ビツトが誤つたとしても、内挿後の量
子化値はq^o＝７であり、真の値と１レベルしか異
ならず、大きな影響はない。 第２実施例装置として第１実施例装置に加えパ
ラメータに誤り訂正符号を用いたものがあげられ
る。この第２実施例のブロツク構成を第５図に示
す。第５図において、パラメータ情報は誤り訂正
符号化回路６１でランダム誤り訂正符号化後に、
インタリーブ回路６２でインタリーブされて伝送
される。受信ビツト系列は逆インタリーブ回路６
３で逆インタリーブされた後に誤り訂正回路６４
に送られ、バースト誤り検出回路６６で検出され
たバースト誤りに対し、誤り訂正可能ならばこの
回路６４で訂正を行い、訂正能力以上ならば次段
のビツト単位パラメータ内挿回路６５でビツト単
位のパラメータ内挿を行う。 この第２実施例装置の動作について、第６図に
より具体的な説明を行う。 第６図Ａに示すように、パラメータ１、パラメ
ータ２を１ブロツクとして１ビツト誤り訂正符号
化を行つたとする。インタリーブ後のビツト系列
を第６図Ｂに、また、逆インタリーブ後のビツト
系列を第６図Ｃに示す。伝送路のバースト誤りは
逆インタリーブにより第６図Ｃのようにランダム
化される。この例では１ブロツクに２個の誤りが
検出されており、誤りなく訂正されることは保証
されない。もしワード単位の内挿を行うならば、
パラメータ１〜４のすべてが内挿されるが、本発
明のビツト単位のパラメータ内挿を行うことによ
り、正しいビツトの情報はそのまま利用できる。 第３実施例装置として第１、あるいは第２の実
施例装置に加えて残差信号系列のバースト誤りに
対して従来技術として説明した波形内挿を行うも
のがあげられる。パラメータの誤りに比べ、残差
信号系列の誤りによる音声品質の劣化は小さく、
またピツチ周期検出を行う回路が複雑という欠点
はあるが、誤り率の大きい場合には大きな効果が
得られる。 〔発明の効果〕 本発明は、以上説明したように、パラメータ情
報を交番２進符号化し、バースト誤り検出時には
ビツト単位のパラメータ内挿を行う回路を付加す
ることで、信号の伝送効率を低下させることなく
音声適応予測符号化・復号化装置のバースト誤り
時の音声品質劣化を防止できる効果がある。
第１図は第１実施例の音声符号化装置のブロツ
ク構成図。第２図は第１実施例の音声復号化装置
のブロツク構成図。第３図は従来技術および第３
実施例装置の一部をなす波形内挿の説明図。第４
図はワード単位のパラメータ内挿およびビツト単
位のパラメータ内挿の説明図。第５図は第２実施
例装置を説明するブロツク図。第６図は従来技術
の説明および第２実施例装置における誤り訂正符
号化とインタリーブの説明図。 １……アナログ・デジタル変換器、２……遅延
回路、３……量子化器、４……予測回路、５……
予測係数・残差電力抽出回路、６……マルチプレ
クサ、７，８……可変利得増幅器、９……交番２
進復号化回路、１１……デマルチプレクサ、１２
……可変利得増幅器、１３……予測回路、１４…
…予測係数・残差電力復号回路、１５……デジタ
ル・アナログ変換器、１６……バースト誤り検出
回路、１７……遅延回路、１８……スイツチ回
路、１９……逆交番２進変換回路、６１……誤り
訂正符号化回路、６２……インタリーブ回路、６
３……逆インタリーブ回路、６４……誤り訂正回
路、６５……ビツト単位パラメータ内挿回路、６
６……バースト誤り検出回路。
ク構成図。第２図は第１実施例の音声復号化装置
のブロツク構成図。第３図は従来技術および第３
実施例装置の一部をなす波形内挿の説明図。第４
図はワード単位のパラメータ内挿およびビツト単
位のパラメータ内挿の説明図。第５図は第２実施
例装置を説明するブロツク図。第６図は従来技術
の説明および第２実施例装置における誤り訂正符
号化とインタリーブの説明図。 １……アナログ・デジタル変換器、２……遅延
回路、３……量子化器、４……予測回路、５……
予測係数・残差電力抽出回路、６……マルチプレ
クサ、７，８……可変利得増幅器、９……交番２
進復号化回路、１１……デマルチプレクサ、１２
……可変利得増幅器、１３……予測回路、１４…
…予測係数・残差電力復号回路、１５……デジタ
ル・アナログ変換器、１６……バースト誤り検出
回路、１７……遅延回路、１８……スイツチ回
路、１９……逆交番２進変換回路、６１……誤り
訂正符号化回路、６２……インタリーブ回路、６
３……逆インタリーブ回路、６４……誤り訂正回
路、６５……ビツト単位パラメータ内挿回路、６
６……バースト誤り検出回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 符号化装置と復号化装置とを備え、 上記符号化装置は音声信号を一定時間長のフレ
ームに分割して各フレーム毎に予測係数・予測残
差電力のパラメータ情報と予測残差系列との量子
化・符号化を行い、これらパラメータ情報と予測
残差系列とを多重化して上記復号化装置に伝送し
上記復号化装置は上記パラメータ情報と上記予測
残差系列とにより音声を再生する音声適応予測符
号化方式を用いた音声符号化・復号化装置におい
て、 上記符号化装置には、上記パラメータ情報を交
番２進変換する変換回路を備え、 上記復号化装置には、多重化受信ビツト系列か
ら分離された上記パラメータ情報のバースト誤り
を検出する検出回路と、上記パラメータ情報を１
フレーム分ずつ遅延記憶する遅延回路と、現在の
フレームのパラメータ情報と上記遅延回路に記憶
された前フレームのパラメータ情報とのいずれか
をビツト単位で上記検出回路の出力に応じてその
検出出力タイミングで切り替えて出力する切替え
回路と、上記切替え回路の出力を逆交番２進変換
する逆変換回路とを備えたことを特徴とする音声
符号化・復号化装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58026295A JPS59153346A (ja) | 1983-02-21 | 1983-02-21 | 音声符号化・復号化装置 |
| DE8484101761T DE3485666D1 (de) | 1983-02-21 | 1984-02-20 | Sprachangepasstes praediktives kodierungssystem. |
| EP84101761A EP0116975B1 (en) | 1983-02-21 | 1984-02-20 | Speech-adaptive predictive coding system |
| CA000447849A CA1207906A (en) | 1983-02-21 | 1984-02-20 | Speech-adaptive predictive coding system having reflected binary encoder/decoder |
| AU24781/84A AU579310B2 (en) | 1983-02-21 | 1984-02-21 | Speech-adaptive predictive coding system having reflected binary encoder/decoder |
| US06/581,750 US4710960A (en) | 1983-02-21 | 1984-02-21 | Speech-adaptive predictive coding system having reflected binary encoder/decoder |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58026295A JPS59153346A (ja) | 1983-02-21 | 1983-02-21 | 音声符号化・復号化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59153346A JPS59153346A (ja) | 1984-09-01 |
| JPH0226898B2 true JPH0226898B2 (ja) | 1990-06-13 |
Family
ID=12189329
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58026295A Granted JPS59153346A (ja) | 1983-02-21 | 1983-02-21 | 音声符号化・復号化装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4710960A (ja) |
| EP (1) | EP0116975B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59153346A (ja) |
| AU (1) | AU579310B2 (ja) |
| CA (1) | CA1207906A (ja) |
| DE (1) | DE3485666D1 (ja) |
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