JPH02269467A - Step-up converter - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、入力電圧よりも出力電圧を高くすることが可
能な昇圧コンバータに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a step-up converter capable of making an output voltage higher than an input voltage.
（従来の技術）
第６図は昇圧コンバータの基本回路を示し、同図におい
て、Ｅは直流電源、Ｌはインダクタンス、Ｄは逆流防止
用ダイオード、Ｃは平滑用コンデンサ、Ｓ−はスイッチ
ング素子、Ｒは負荷である。(Prior art) Figure 6 shows the basic circuit of a boost converter, in which E is a DC power supply, L is an inductance, D is a backflow prevention diode, C is a smoothing capacitor, S- is a switching element, and R is the load.
次に、動作を説明する。スイッチング素子ＳＷのスイッ
チング動作によって、スイッチング素子Ｓｔ＜の両端電
圧ＶＯＭ、インダクタンスＬを流れる入力電流ＩＬ％ス
イッチング素子Ｓ−を流れる電流ｔｓｗ、負荷Ｒを流れ
る直流出力電流■。は、夫々第７図に示すようになる。Next, the operation will be explained. Due to the switching operation of the switching element SW, the voltage VOM across the switching element St<, the input current IL flowing through the inductance L, the current tsw flowing through the switching element S-, and the DC output current ■ flowing through the load R. are as shown in FIG. 7, respectively.
そして、スイッチング素子ｓｗがオンしているオン期間
Ｔ。、ｉの間には直流電源Ｅよりインダクタンスしに電
流１１が流れる。電源Ｅからの入力電圧をｅ１インダク
タンスＬのインダクタンス値をＬ１スイッチング素子Ｓ
−のオン期間をＴ。、ｉとすると、電流ｉｌは時間と共
に一次関数的に増加し、時点ｔｏｎで最大値ｉｍｐとな
る。その値は、 ｉ、、＝ ｘ’ｒ、、
で与えられる。Then, there is an on period T during which the switching element sw is on. , i flows from the DC power supply E through an inductance. The input voltage from the power supply E is set to e1, the inductance value of inductance L is set to L1, and the inductance value of switching element S is
- T is the on-period. , i, the current il increases linearly with time and reaches the maximum value imp at time ton. Its value is i,,=x'r,,
is given by
し
この電流によってインダクタンスしにエネルギーＰＬが
蓄えられ、１周期当りでは、
Ｌ
スイッチング素子Ｓ讐がオフすると、インダクタンスし
に逆起電力が発生し、この起電力は電流ｉ。Due to this current, energy PL is stored in the inductance, and in one cycle, when the switching element S is turned off, a back electromotive force is generated in the inductance, and this electromotive force becomes the current i.
と同方向に電流を流し続けようとし、逆流防止用ダイオ
−トロを通して電流１２が流れ、この電流１２は平滑用
コンデンサＣの充電電流となる。The current 12 attempts to continue flowing in the same direction as the current 12 flows through the backflow prevention diode, and this current 12 becomes the charging current for the smoothing capacitor C.
ここで、直流出力電圧を■。、直流出力電流■Ｄとする
と、インダクタンスＬの蓄積エネルギー量と直流出力電
力が等しくなるため、
ｅ”ＸＴｏｎ”
Ｘｆ＝Ｖ。ＸＩＤの関係が成立する。Here, the DC output voltage is ■. , and the DC output current ■D, since the amount of energy stored in the inductance L and the DC output power are equal, e"XTon" Xf=V. The relationship of XID is established.
Ｌ
従って、この式から、出力電源Ｖ、は、今、入力電圧ｅ
及び出力電流Ｉゎが変化した場合、スイッチング素子３
判のオン期間Ｔ。８もしくはスイッチング素子Ｓ−の周
波数ｆを変化させる事により、出力電圧ＶＤを定電圧化
することができる。L Therefore, from this formula, the output power supply V, is now the input voltage e
and when the output current Iゎ changes, the switching element 3
On-period T of format. 8 or by changing the frequency f of the switching element S-, the output voltage VD can be made constant.
一般に、この回路動作では、オフ期間Ｔ。ＦＦは電流１
２の流れる期間Ｔ、。８に対しＴ。ＦＦ ＞ＴＤＯＮに
設定され、期間ΔＬｏｆｆを存在させている。これは、
ＴＯＦＦ≦Ｔ、。、となった場合、逆流防止用ダイオ−
トロが導通期間中にスイッチング素子ＳＷがオンするた
め、ダイオードＤの逆回復時間の間、−１２なる電流が
流れ、損失が増加すると共に、ノイズ発生の原因となり
、好ましくないからである。Generally, in this circuit operation, the off period T. FF is current 1
2 flowing period T,. T for 8. FF>TDON is set, and a period ΔLoff exists. this is,
TOFF≦T. , the backflow prevention diode
This is because the switching element SW is turned on during the conduction period of the diode D, and a current of -12 flows during the reverse recovery time of the diode D, which increases loss and causes noise generation, which is undesirable.
第８図は、従来の昇圧コンバータをアクティブ平滑フィ
ルタとして用いた場合の回路図を示し、直流電源Ｅを、
ブリッジ整流器ＢＤと平滑コンデンサＣ７とにより交流
電源Ｅ、を整流平滑するように構成している。FIG. 8 shows a circuit diagram when a conventional boost converter is used as an active smoothing filter, and the DC power supply E is
The bridge rectifier BD and the smoothing capacitor C7 are configured to rectify and smooth the AC power source E.
この場合、スイッチング素子Ｓ−を数十ＫＨｚ以上の周
波数で全周期にわたりスイッチングすると、第９図に示
すように入力電流！、の波形は各スイッチング電流の各
周期ごとの平均値となり、純抵抗負荷と等価となり、交
流電源Ｅ、を整流平滑した脈流ｅと同様な正弦波の波形
となり、理論的には力率の向上、高周波の低下を達成し
得る。なお、この条件として
前式ｉ ｌｐ＝ ・ＴＯＮより、インダクタンス
値Ｌ及びオン期間Ｔ。Ｎは常に等しいことは明白である
。In this case, if the switching element S- is switched over the entire period at a frequency of several tens of KHz or more, the input current! The waveform of , is the average value for each cycle of each switching current, and is equivalent to a pure resistive load, and is a sine wave waveform similar to the pulsating flow e obtained by rectifying and smoothing the AC power supply E, and theoretically the power factor is Improvement and reduction of high frequencies can be achieved. Note that the conditions for this are the inductance value L and the on-period T from the previous formula i lp= ・TON. It is clear that N is always equal.
（発明が解決しようとする課題）
ところで、第７図に示す前記期間ΔＬ ｏｆｆに注目す
ると、第６図に示す従来の昇圧コンバータの基本動作に
おいては、電流ｉｌ、電流１２は共に零であり、電圧Ｖ
ＳＷは出力電圧■。と略等しい電圧に保持されたままで
ある。しかしながら、実際の回路においては、電流１２
はインダクタンスＬのエネルギーが完全に放出されるま
で、流れ続けるのではなくダイオードＤのオン電圧或い
はオン電流以下になると流れなくなる。従って、インダ
クタンスＬにわずかの残留エネルギーΔＰＬが存在す結
果となる。そして、−船釣にスイッチング素子３判には
半導体スイッチング素子が用いられるため、これらのス
イッチング素子ｓ＆４には分布容ＭＣｏが存在する。こ
の分布容１ｃｏとインダクタンスＬとは、第１０図に示
すように直列共振回路を形成するため、残留エネルギー
ΔＰＬにより共振し、スイッチング素子訃の両端電圧ｖ
５，４は第１１図に示すようになり、分布容量Ｃｏには
第１２図に示すように共振電流ｉ、。(Problem to be Solved by the Invention) By the way, if we pay attention to the period ΔL off shown in FIG. 7, in the basic operation of the conventional boost converter shown in FIG. 6, both the current il and the current 12 are zero, Voltage V
SW is the output voltage■. The voltage remains approximately equal to . However, in an actual circuit, the current 12
does not continue to flow until the energy in the inductance L is completely released, but stops flowing when the on-voltage or on-current of the diode D becomes lower. Therefore, the result is that a small amount of residual energy ΔPL exists in the inductance L. Since a semiconductor switching element is used for the switching element 3 for boat fishing, a distribution capacitance MCo exists in these switching elements s&4. This distributed capacitance 1co and inductance L form a series resonant circuit as shown in FIG.
5 and 4 as shown in FIG. 11, and the distributed capacitance Co has a resonant current i as shown in FIG.
が流れる。flows.
ここで、次周期にスイッチング素子Ｓ−がオンするオン
期間Ｔ。Ｎは、周波数一定のため常に一定であるが、分
布容量Ｃｏ、インダクタンスＬの残留エネルギーのばら
つき等で、共振電流ＩＣｏが第１３図に示すように変化
し、共振位置の０クロス点とスイッチング素子ＳＷのオ
ン位置とを一致させるのは（第１３図の点ａ、ｂ、ｃの
ようになる）、非常に困難である。Here, the on period T during which the switching element S- is turned on in the next period. N is always constant because the frequency is constant, but due to variations in the residual energy of the distributed capacitance Co and inductance L, etc., the resonant current ICo changes as shown in Figure 13, and the 0 cross point of the resonance position and the switching element It is very difficult to match the ON position of the SW (points a, b, and c in FIG. 13).
従って、例えば第８図の回路の場合には、上記共振電流
ＩＣｏにより、各周期ごとに電流ｉｍｐのレベルが変化
するので、各周期ごとの平均値が正弦波と同じにならな
い場合が生ずる。その結果、入力電流波形は、第１４図
に示すように正弦波とはならずに、歪を持った波形とな
る。このため、入力力率の低下を招くのみならず、高周
波成分が大きくなり、本来の目的である力率の向上、高
周波の低下が達成できなくなる。Therefore, in the case of the circuit shown in FIG. 8, for example, the level of the current imp changes every period due to the above-mentioned resonant current ICo, so that the average value for each period may not be the same as the sine wave. As a result, the input current waveform does not become a sine wave as shown in FIG. 14, but becomes a distorted waveform. This not only causes a decrease in the input power factor, but also increases the high frequency component, making it impossible to achieve the original purpose of improving the power factor and decreasing the high frequency.
本発明は上記問題点に鑑み、力率の向上、高周波の低下
を充分に達成することができる昇圧コンバータを提供す
ることを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION In view of the above problems, it is an object of the present invention to provide a boost converter that can sufficiently improve the power factor and reduce high frequencies.
（課題を解決するための手段）
この技術的課題を解決する本発明の技術的手段は、直流
電源Ｅの両端に、インダクタンスＬと逆流防止用ダイオ
ードＤと平滑用コンデンサＣとの直列回路が接続され、
前記逆流防止用ダイオードＤと平滑用コンデンサＣとの
直列回路に、スイッチング素子ＳＷが、該スイッチング
素子ＳＷと前記直流電源ＥとインダクタンスＬとの閉ル
ープを構成するように、並列接続され、スイッチング素
子針のオンオフ制御により、平滑用コンデンサＣの両端
から直流出力を取出すようにした昇圧コンバータにおい
て、
前記スイッチング素子Ｓ−に、逆流防止用ダイオードＤ
１が直列に接続され、スイッチング素子Ｓ讐に並列にコ
ンデンサＣ２が接続され、前記逆流防止用ダイオードＤ
、に並列にインピーダンスＲ６が接続されている点にあ
る。(Means for Solving the Problem) The technical means of the present invention for solving this technical problem is that a series circuit of an inductance L, a backflow prevention diode D, and a smoothing capacitor C is connected to both ends of a DC power supply E. is,
A switching element SW is connected in parallel to the series circuit of the backflow prevention diode D and the smoothing capacitor C so as to form a closed loop of the switching element SW, the DC power supply E, and the inductance L, and the switching element needle In a boost converter in which DC output is taken out from both ends of a smoothing capacitor C by on/off control, a backflow prevention diode D is connected to the switching element S-.
1 are connected in series, a capacitor C2 is connected in parallel to the switching element S, and the backflow prevention diode D
, is connected in parallel with impedance R6.
（作 用）
逆流防止用ダイオードＤ１により、インダクタンスＬと
スイッチング素子Ｓｔｔの分布容量Ｃｏとで形成される
直列共振ループをなくすことができ、インダクタンスＬ
の残留エネルギーによって共振電流ＩＣｏが流れること
がなくなり、入力電流波形を第９図に示すように正弦波
波形に極力近ずけることができる。(Function) The backflow prevention diode D1 can eliminate the series resonance loop formed by the inductance L and the distributed capacitance Co of the switching element Stt, and the inductance L
The residual energy prevents the resonance current ICo from flowing, and the input current waveform can be made as close as possible to a sine wave waveform as shown in FIG.
また、コンデンサＣ２によって、スイッチング素子針に
使用する半導体スイッチのオフ時のｄｖ／ｄｔの耐量を
保証すると共に、第３図に示すように両端電圧Ｖ３Ｈの
立上りをゆるやかにして、スイッチング５１１１の損失
角を低減することができる。In addition, the capacitor C2 guarantees the dv/dt withstand capability when the semiconductor switch used for the switching element needle is turned off, and also makes the rise of the voltage V3H at both ends gradual as shown in FIG. can be reduced.
さらに、コンデンサＣ２があるため、第２図及び第４図
に示すように、スイッチング素子蛋のオン時に、コンデ
ンサＣ２よりの突入電流がスイッチング素子Ｓ−に流れ
、この突入電流とスイッチング素子Ｓ−の両端電圧ＶＳ
Ｗとの重なりが、スイッチング素子Ｓ−の損失Ｂを生じ
ることとなるが、逆流防止用ダイオードＤ１に並列にイ
ンピーダンスＲ１を設けているので、インピーダンスＲ
１によって共振エネルギー（インダクタンスＬの残留エ
ネルギーを含む）を消費させ、第５図に示すようにコン
デンサＣ２の電圧を低下させることができ、上記損失Ｂ
を低減させることができる。Furthermore, since there is a capacitor C2, as shown in FIGS. 2 and 4, when the switching element is turned on, an inrush current from the capacitor C2 flows into the switching element S-, and this inrush current and the switching element S- Both ends voltage VS
The overlap with W causes a loss B of the switching element S-, but since the impedance R1 is provided in parallel with the backflow prevention diode D1, the impedance R
1, the resonance energy (including the residual energy of the inductance L) is consumed, and the voltage of the capacitor C2 can be lowered as shown in FIG.
can be reduced.
（実施例）
以下、本発明を図示の実施例に従って説明すると、第１
図において、Ｄ、は逆流防止用ダイオードで、スイッチ
ング素子籏に直列に接続されている。(Example) Hereinafter, the present invention will be explained according to the illustrated example.
In the figure, D is a backflow prevention diode, which is connected in series to the switching element.
この逆流防止用ダイオードＤ１は、インダクタンスＬと
スイッチング素子Ｓｗの分布容量Ｃｏとにより共振周波
数に対し対応できる高速ダイオードが使用されている。This backflow prevention diode D1 is a high-speed diode that can respond to the resonant frequency by the inductance L and the distributed capacitance Co of the switching element Sw.
Ｃｔはコンデンサで、スイッチング素子ガに並列に接続
されている。Ｒ，は抵抗等のインピーダンスで、逆流防
止用ダイオ−トロ、に並列に接続されている。Ct is a capacitor connected in parallel to the switching element. R is an impedance such as a resistor, which is connected in parallel to the backflow prevention diode.
なお、前記実施例では直流電源Ｅを、ブリッジ整流器Ｂ
Ｄと平滑コンデンサＣ１とにより交流電源Ｅ１を整流平
滑するように構成しているが、直流電源Ｅはこれに限定
されず、直流を出力するものであれば他の構成のもので
あってもよい。In the above embodiment, the DC power supply E is connected to the bridge rectifier B.
Although the AC power source E1 is configured to be rectified and smoothed by D and the smoothing capacitor C1, the DC power source E is not limited to this, and may have other configurations as long as it outputs DC. .
（発明の効果）
本発明によれば、逆流防止用ダイオードＤ１により、イ
ンダクタンスＬとスイッチング素子Ｓ−の分布容量Ｃｏ
で形成される直列共振ループをなくすことができ、従っ
てインダクタンスしの残留エネルギーによる共振電流ｔ
ｃｏが流れなくなり、インダクタンスＬの入力電流波形
を正弦波波形に極力近ずけることができ、このため入力
力率の低下を防止し得ると共に、高周波成分が少なくな
り、十分に力率を向上させかつ高周波を低下させること
ができる。(Effects of the Invention) According to the present invention, the inductance L and the distributed capacitance Co of the switching element S- are
Therefore, the resonant current t due to the residual energy of the inductance can be eliminated.
CO no longer flows, and the input current waveform of the inductance L can be made as close to a sine wave waveform as possible, which prevents a drop in the input power factor, and also reduces high frequency components, sufficiently improving the power factor. In addition, high frequencies can be lowered.
また、コンデンサＣｔによって、スイッチング素子ＳＷ
の電圧変化に対する耐量を改善し得ると共に、スイッチ
ング素子ＳＷの損失を低減できるし、さらに、インピー
ダンスＲ４によってもスイッチング素子Ｓ−の損失を防
止でき、その効果は著大である。In addition, the switching element SW
It is possible to improve the withstand capability against voltage changes, reduce the loss of the switching element SW, and further prevent the loss of the switching element S- by the impedance R4, and the effect is significant.
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は動作
説明用の波形図、第３図は第２図の鎖線ａ部分の拡大波
形図、第４図は第２図の鎖線す部分の拡大波形図、第５
図は動作説明用の波形図である。第６図は従来の昇圧コ
ンバータの基本回路を示す回路図、第７図は回路動作説
明用の波形図、第８図は従来の昇圧コンバータを示す回
路図、第９図は同図回路動作説明用の波形図、第１０図
は従来の問題点説明用の回路図、第１１図乃至第１４図
は同波形図である。
Ｅ・・・直流電源、Ｌ・・・インダクタンス、Ｄ・・・
逆流防止用ダイオード、Ｃ・・・平滑コンデンサ、Ｓ−
・・・スイッチング素子、Ｄ、・・・逆流防止用ダイオ
ード、Ｃ８・・・コンデンサ、Ｒ１・・・インピーダン
ス。
磨
図
第
図
／Ｅ
第
９ 図
ＩＬ。
′ｖｓ、ｖ′
第
図
第１！
図
第１２ 図
手続補正書１発）
平成１年６月Ｐ
２゜
３゜
４゜
平成１年特 許 願第８８５９９号
発明の名称
昇圧コンバータ
補正をする者
事件との関係 特 許 出 願 人
名称 池田電機株式会社
代 理 人
大阪府東大阪市御厨１０１３番地
電話 ０６（７８２） ６９１７・６９１８番６゜
７゜
補正の対象
・明細書の発明の詳細な説明の欄
補正の内容
（１）明細書第７頁第６行目、第７頁第７行目、第７頁
第９行目から第１０行目、第１Ｏ頁第１８行目、第１０
頁第１９行目の「高周波」を夫々「高調波ノと訂正する
。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram for explaining operation, FIG. 3 is an enlarged waveform diagram of the chain line a in FIG. 2, and FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation. Enlarged waveform diagram of the part indicated by the chain line, No. 5
The figure is a waveform diagram for explaining the operation. Figure 6 is a circuit diagram showing the basic circuit of a conventional boost converter, Figure 7 is a waveform diagram for explaining circuit operation, Figure 8 is a circuit diagram showing a conventional boost converter, and Figure 9 is an explanation of circuit operation. FIG. 10 is a circuit diagram for explaining conventional problems, and FIGS. 11 to 14 are waveform diagrams of the same. E...DC power supply, L...inductance, D...
Backflow prevention diode, C...smoothing capacitor, S-
...Switching element, D, ...Reverse current prevention diode, C8...Capacitor, R1...Impedance. Fig. 9/E Fig. 9 IL. 'vs, v' Figure 1! (Fig. 12, drawing procedure amendment 1 issue) June 1999 P 2゜3゜4゜1999 Patent Application No. 88599 Name of the invention Relationship to the case of the person making amendments to the boost converter Patent Applicant Name Ikeda Electric Co., Ltd. Managing Director 1013 Mikuriya, Higashiosaka City, Osaka Prefecture Telephone: 06 (782) 6917/6918 6゜7゜Object of amendment/Detailed explanation of the invention in the specification Contents of the amendment (1) Description Page 7, line 6, page 7, line 7, page 7, lines 9 to 10, page 1O, line 18, 10
"High frequency" in the 19th line of the page is corrected to "harmonic wave."
Claims (1)
と逆流防止用ダイオード（Ｄ）と平滑用コンデンサ（Ｃ
）との直列回路が接続され、前記逆流防止用ダイオード
（Ｄ）と平滑用コンデンサ（Ｃ）との直列回路に、スイ
ッチング素子（ＳＷ）が、該スイッチング素子（ＳＷ）
と前記直流電源（Ｅ）とインダクタンス（Ｌ）との閉ル
ープを構成するように、並列接続され、スイッチング素
子（ＳＷ）のオンオフ制御により、平滑用コンデンサ（
Ｃ）の両端から直流出力を取出すようにした昇圧コンバ
ータにおいて、 前記スイッチング素子（ＳＷ）に、逆流防止用ダイオー
ド（Ｄ＿１）が直列に接続され、スイッチング素子（Ｓ
Ｗ）に並列にコンデンサ（Ｃ＿２）が接続され、前記逆
流防止用ダイオード（Ｄ＿１）に並列にインピーダンス
（Ｒ＿１）が接続されていることを特徴とする昇圧コン
バータ。(1) Inductance (L) at both ends of the DC power supply (E)
, backflow prevention diode (D), and smoothing capacitor (C
), and a switching element (SW) is connected to the series circuit of the backflow prevention diode (D) and the smoothing capacitor (C).
The DC power supply (E) and the inductance (L) are connected in parallel to form a closed loop, and the smoothing capacitor (
In a boost converter that extracts DC output from both ends of the switching element (SW), a backflow prevention diode (D_1) is connected in series with the switching element (SW), and the switching element (SW) is connected in series with the switching element (SW).
A boost converter characterized in that a capacitor (C_2) is connected in parallel to W), and an impedance (R_1) is connected in parallel to the backflow prevention diode (D_1).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8859989A JPH0799934B2 (en) | 1989-04-07 | 1989-04-07 | Boost converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8859989A JPH0799934B2 (en) | 1989-04-07 | 1989-04-07 | Boost converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02269467A true JPH02269467A (en) | 1990-11-02 |
| JPH0799934B2 JPH0799934B2 (en) | 1995-10-25 |
Family
ID=13947294
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8859989A Expired - Lifetime JPH0799934B2 (en) | 1989-04-07 | 1989-04-07 | Boost converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0799934B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2578931A (en) * | 2019-01-28 | 2020-06-03 | Megger Instruments Ltd | Test apparatus |
-
1989
- 1989-04-07 JP JP8859989A patent/JPH0799934B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2578931A (en) * | 2019-01-28 | 2020-06-03 | Megger Instruments Ltd | Test apparatus |
| GB2578931B (en) * | 2019-01-28 | 2021-01-13 | Megger Instruments Ltd | Switched mode power supply |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0799934B2 (en) | 1995-10-25 |
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