JPH02269467A - 昇圧コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、入力電圧よりも出力電圧を高くすることが可
能な昇圧コンバータに関する。

（従来の技術） 第６図は昇圧コンバータの基本回路を示し、同図におい
て、Ｅは直流電源、Ｌはインダクタンス、Ｄは逆流防止
用ダイオード、Ｃは平滑用コンデンサ、Ｓ−はスイッチ
ング素子、Ｒは負荷である。

次に、動作を説明する。スイッチング素子ＳＷのスイッ
チング動作によって、スイッチング素子Ｓｔ＜の両端電
圧ＶＯＭ、インダクタンスＬを流れる入力電流ＩＬ％ス
イッチング素子Ｓ−を流れる電流ｔｓｗ、負荷Ｒを流れ
る直流出力電流■。は、夫々第７図に示すようになる。

そして、スイッチング素子ｓｗがオンしているオン期間
Ｔ。、ｉの間には直流電源Ｅよりインダクタンスしに電
流１１が流れる。電源Ｅからの入力電圧をｅ１インダク
タンスＬのインダクタンス値をＬ１スイッチング素子Ｓ
−のオン期間をＴ。、ｉとすると、電流ｉｌは時間と共
に一次関数的に増加し、時点ｔｏｎで最大値ｉｍｐとな
る。その値は、　　ｉ、、＝　　　　　　　ｘ’ｒ、、
　　で与えられる。

し この電流によってインダクタンスしにエネルギーＰＬが
蓄えられ、１周期当りでは、 Ｌ スイッチング素子Ｓ讐がオフすると、インダクタンスし
に逆起電力が発生し、この起電力は電流ｉ。

と同方向に電流を流し続けようとし、逆流防止用ダイオ
−トロを通して電流１２が流れ、この電流１２は平滑用
コンデンサＣの充電電流となる。

ここで、直流出力電圧を■。、直流出力電流■Ｄとする
と、インダクタンスＬの蓄積エネルギー量と直流出力電
力が等しくなるため、 ｅ”ＸＴｏｎ” Ｘｆ＝Ｖ。ＸＩＤの関係が成立する。

Ｌ 従って、この式から、出力電源Ｖ、は、今、入力電圧ｅ
及び出力電流Ｉゎが変化した場合、スイッチング素子３
判のオン期間Ｔ。８もしくはスイッチング素子Ｓ−の周
波数ｆを変化させる事により、出力電圧ＶＤを定電圧化
することができる。

一般に、この回路動作では、オフ期間Ｔ。ＦＦは電流１
２の流れる期間Ｔ、。８に対しＴ。ＦＦ　＞ＴＤＯＮに
設定され、期間ΔＬｏｆｆを存在させている。これは、
ＴＯＦＦ≦Ｔ、。、となった場合、逆流防止用ダイオ−
トロが導通期間中にスイッチング素子ＳＷがオンするた
め、ダイオードＤの逆回復時間の間、−１２なる電流が
流れ、損失が増加すると共に、ノイズ発生の原因となり
、好ましくないからである。

第８図は、従来の昇圧コンバータをアクティブ平滑フィ
ルタとして用いた場合の回路図を示し、直流電源Ｅを、
ブリッジ整流器ＢＤと平滑コンデンサＣ７とにより交流
電源Ｅ、を整流平滑するように構成している。

この場合、スイッチング素子Ｓ−を数十ＫＨｚ以上の周
波数で全周期にわたりスイッチングすると、第９図に示
すように入力電流！、の波形は各スイッチング電流の各
周期ごとの平均値となり、純抵抗負荷と等価となり、交
流電源Ｅ、を整流平滑した脈流ｅと同様な正弦波の波形
となり、理論的には力率の向上、高周波の低下を達成し
得る。なお、この条件として 前式ｉ　ｌｐ＝　　　　・ＴＯＮより、インダクタンス
値Ｌ及びオン期間Ｔ。Ｎは常に等しいことは明白である
。

（発明が解決しようとする課題） ところで、第７図に示す前記期間ΔＬ　ｏｆｆに注目す
ると、第６図に示す従来の昇圧コンバータの基本動作に
おいては、電流ｉｌ、電流１２は共に零であり、電圧Ｖ
ＳＷは出力電圧■。と略等しい電圧に保持されたままで
ある。しかしながら、実際の回路においては、電流１２
はインダクタンスＬのエネルギーが完全に放出されるま
で、流れ続けるのではなくダイオードＤのオン電圧或い
はオン電流以下になると流れなくなる。従って、インダ
クタンスＬにわずかの残留エネルギーΔＰＬが存在す結
果となる。そして、−船釣にスイッチング素子３判には
半導体スイッチング素子が用いられるため、これらのス
イッチング素子ｓ＆４には分布容ＭＣｏが存在する。こ
の分布容１ｃｏとインダクタンスＬとは、第１０図に示
すように直列共振回路を形成するため、残留エネルギー
ΔＰＬにより共振し、スイッチング素子訃の両端電圧ｖ
５，４は第１１図に示すようになり、分布容量Ｃｏには
第１２図に示すように共振電流ｉ、。

が流れる。

ここで、次周期にスイッチング素子Ｓ−がオンするオン
期間Ｔ。Ｎは、周波数一定のため常に一定であるが、分
布容量Ｃｏ、インダクタンスＬの残留エネルギーのばら
つき等で、共振電流ＩＣｏが第１３図に示すように変化
し、共振位置の０クロス点とスイッチング素子ＳＷのオ
ン位置とを一致させるのは（第１３図の点ａ、ｂ、ｃの
ようになる）、非常に困難である。

従って、例えば第８図の回路の場合には、上記共振電流
ＩＣｏにより、各周期ごとに電流ｉｍｐのレベルが変化
するので、各周期ごとの平均値が正弦波と同じにならな
い場合が生ずる。その結果、入力電流波形は、第１４図
に示すように正弦波とはならずに、歪を持った波形とな
る。このため、入力力率の低下を招くのみならず、高周
波成分が大きくなり、本来の目的である力率の向上、高
周波の低下が達成できなくなる。

本発明は上記問題点に鑑み、力率の向上、高周波の低下
を充分に達成することができる昇圧コンバータを提供す
ることを目的とする。

（課題を解決するための手段） この技術的課題を解決する本発明の技術的手段は、直流
電源Ｅの両端に、インダクタンスＬと逆流防止用ダイオ
ードＤと平滑用コンデンサＣとの直列回路が接続され、
前記逆流防止用ダイオードＤと平滑用コンデンサＣとの
直列回路に、スイッチング素子ＳＷが、該スイッチング
素子ＳＷと前記直流電源ＥとインダクタンスＬとの閉ル
ープを構成するように、並列接続され、スイッチング素
子針のオンオフ制御により、平滑用コンデンサＣの両端
から直流出力を取出すようにした昇圧コンバータにおい
て、 前記スイッチング素子Ｓ−に、逆流防止用ダイオードＤ
１が直列に接続され、スイッチング素子Ｓ讐に並列にコ
ンデンサＣ２が接続され、前記逆流防止用ダイオードＤ
、に並列にインピーダンスＲ６が接続されている点にあ
る。

（作　用） 逆流防止用ダイオードＤ１により、インダクタンスＬと
スイッチング素子Ｓｔｔの分布容量Ｃｏとで形成される
直列共振ループをなくすことができ、インダクタンスＬ
の残留エネルギーによって共振電流ＩＣｏが流れること
がなくなり、入力電流波形を第９図に示すように正弦波
波形に極力近ずけることができる。

また、コンデンサＣ２によって、スイッチング素子針に
使用する半導体スイッチのオフ時のｄｖ／ｄｔの耐量を
保証すると共に、第３図に示すように両端電圧Ｖ３Ｈの
立上りをゆるやかにして、スイッチング５１１１の損失
角を低減することができる。

さらに、コンデンサＣ２があるため、第２図及び第４図
に示すように、スイッチング素子蛋のオン時に、コンデ
ンサＣ２よりの突入電流がスイッチング素子Ｓ−に流れ
、この突入電流とスイッチング素子Ｓ−の両端電圧ＶＳ
Ｗとの重なりが、スイッチング素子Ｓ−の損失Ｂを生じ
ることとなるが、逆流防止用ダイオードＤ１に並列にイ
ンピーダンスＲ１を設けているので、インピーダンスＲ
１によって共振エネルギー（インダクタンスＬの残留エ
ネルギーを含む）を消費させ、第５図に示すようにコン
デンサＣ２の電圧を低下させることができ、上記損失Ｂ
を低減させることができる。

（実施例） 以下、本発明を図示の実施例に従って説明すると、第１
図において、Ｄ、は逆流防止用ダイオードで、スイッチ
ング素子籏に直列に接続されている。

この逆流防止用ダイオードＤ１は、インダクタンスＬと
スイッチング素子Ｓｗの分布容量Ｃｏとにより共振周波
数に対し対応できる高速ダイオードが使用されている。

Ｃｔはコンデンサで、スイッチング素子ガに並列に接続
されている。Ｒ，は抵抗等のインピーダンスで、逆流防
止用ダイオ−トロ、に並列に接続されている。

なお、前記実施例では直流電源Ｅを、ブリッジ整流器Ｂ
Ｄと平滑コンデンサＣ１とにより交流電源Ｅ１を整流平
滑するように構成しているが、直流電源Ｅはこれに限定
されず、直流を出力するものであれば他の構成のもので
あってもよい。

（発明の効果） 本発明によれば、逆流防止用ダイオードＤ１により、イ
ンダクタンスＬとスイッチング素子Ｓ−の分布容量Ｃｏ
で形成される直列共振ループをなくすことができ、従っ
てインダクタンスしの残留エネルギーによる共振電流ｔ
ｃｏが流れなくなり、インダクタンスＬの入力電流波形
を正弦波波形に極力近ずけることができ、このため入力
力率の低下を防止し得ると共に、高周波成分が少なくな
り、十分に力率を向上させかつ高周波を低下させること
ができる。

また、コンデンサＣｔによって、スイッチング素子ＳＷ
の電圧変化に対する耐量を改善し得ると共に、スイッチ
ング素子ＳＷの損失を低減できるし、さらに、インピー
ダンスＲ４によってもスイッチング素子Ｓ−の損失を防
止でき、その効果は著大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は動作
説明用の波形図、第３図は第２図の鎖線ａ部分の拡大波
形図、第４図は第２図の鎖線す部分の拡大波形図、第５
図は動作説明用の波形図である。第６図は従来の昇圧コ
ンバータの基本回路を示す回路図、第７図は回路動作説
明用の波形図、第８図は従来の昇圧コンバータを示す回
路図、第９図は同図回路動作説明用の波形図、第１０図
は従来の問題点説明用の回路図、第１１図乃至第１４図
は同波形図である。 Ｅ・・・直流電源、Ｌ・・・インダクタンス、Ｄ・・・
逆流防止用ダイオード、Ｃ・・・平滑コンデンサ、Ｓ−
・・・スイッチング素子、Ｄ、・・・逆流防止用ダイオ
ード、Ｃ８・・・コンデンサ、Ｒ１・・・インピーダン
ス。 磨 図 第 図 ／Ｅ 第 ９　図 ＩＬ。 ′ｖｓ、ｖ′ 第 図 第１！ 図 第１２　図 手続補正書１発） 平成１年６月Ｐ ２゜ ３゜ ４゜ 平成１年特　許　願第８８５９９号 発明の名称 昇圧コンバータ 補正をする者 事件との関係　　特　許　出　願　人 名称　池田電機株式会社 代　　理　　人 大阪府東大阪市御厨１０１３番地 電話　０６（７８２）　６９１７・６９１８番６゜ ７゜ 補正の対象 ・明細書の発明の詳細な説明の欄 補正の内容 （１）明細書第７頁第６行目、第７頁第７行目、第７頁
第９行目から第１０行目、第１Ｏ頁第１８行目、第１０
頁第１９行目の「高周波」を夫々「高調波ノと訂正する
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源（Ｅ）の両端に、インダクタンス（Ｌ）
   と逆流防止用ダイオード（Ｄ）と平滑用コンデンサ（Ｃ
   ）との直列回路が接続され、前記逆流防止用ダイオード
   （Ｄ）と平滑用コンデンサ（Ｃ）との直列回路に、スイ
   ッチング素子（ＳＷ）が、該スイッチング素子（ＳＷ）
   と前記直流電源（Ｅ）とインダクタンス（Ｌ）との閉ル
   ープを構成するように、並列接続され、スイッチング素
   子（ＳＷ）のオンオフ制御により、平滑用コンデンサ（
   Ｃ）の両端から直流出力を取出すようにした昇圧コンバ
   ータにおいて、 前記スイッチング素子（ＳＷ）に、逆流防止用ダイオー
   ド（Ｄ＿１）が直列に接続され、スイッチング素子（Ｓ
   Ｗ）に並列にコンデンサ（Ｃ＿２）が接続され、前記逆
   流防止用ダイオード（Ｄ＿１）に並列にインピーダンス
   （Ｒ＿１）が接続されていることを特徴とする昇圧コン
   バータ。