JPH02269472A - 交直両出力電源回路 - Google Patents
交直両出力電源回路Info
- Publication number
- JPH02269472A JPH02269472A JP9129589A JP9129589A JPH02269472A JP H02269472 A JPH02269472 A JP H02269472A JP 9129589 A JP9129589 A JP 9129589A JP 9129589 A JP9129589 A JP 9129589A JP H02269472 A JPH02269472 A JP H02269472A
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- voltage
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- control circuit
- bleeder resistor
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 26
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 12
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（ａ）産業上の利用分野
この発明は、直流電圧とともに交流電圧を発生するスイ
ッチングレギュレータに関する。
ッチングレギュレータに関する。
（ｂ）従来の技術
直流電流と交流電流を共に発生する従来のスイッチング
レギュレータの回路図を第３図および第４図に示す。両
図においてＮ１はトランスの一次巻線、Ｎ２は帰還巻線
でありスイッチングトランジスタＱ１の自動発振動作に
よりトランスの一次巻線電流を断続する。Ｎ３およびＮ
４はトランスの二次側の巻線であり、第３図の例ではダ
イオードＤ１が巻線Ｎ３の起電圧を整流し、コンデンサ
Ｃ１がこれを平滑し、第１の出力端子０ＵＴ１に所定の
直流電圧を発生する。また、コンデンサＣ２が巻線Ｎ４
の起電圧を波形成形し、第２の出力端子０ＵＴ２に交流
電圧を発生する。
レギュレータの回路図を第３図および第４図に示す。両
図においてＮ１はトランスの一次巻線、Ｎ２は帰還巻線
でありスイッチングトランジスタＱ１の自動発振動作に
よりトランスの一次巻線電流を断続する。Ｎ３およびＮ
４はトランスの二次側の巻線であり、第３図の例ではダ
イオードＤ１が巻線Ｎ３の起電圧を整流し、コンデンサ
Ｃ１がこれを平滑し、第１の出力端子０ＵＴ１に所定の
直流電圧を発生する。また、コンデンサＣ２が巻線Ｎ４
の起電圧を波形成形し、第２の出力端子０ＵＴ２に交流
電圧を発生する。
第４図に示す例では、ＤｌおよびＣ１により巻線Ｎ３の
起電圧を整流・平滑することにより出力端子０ＵＴＩに
所定の直流電圧を発生するとともに、巻線Ｎ３の一部を
共用して出力端子ＯＵＴ２に交流電圧を発生させている
。
起電圧を整流・平滑することにより出力端子０ＵＴＩに
所定の直流電圧を発生するとともに、巻線Ｎ３の一部を
共用して出力端子ＯＵＴ２に交流電圧を発生させている
。
（Ｃ１発明が解決しようとする課題
ところが上述した従来のスイッチングレギュレータにお
いては、次に述べる問題点があった。
いては、次に述べる問題点があった。
第３図に示したようにトランスの二次側にそれぞれ直流
電圧発生用と交流電圧発生用の巻線Ｎ３およびＮ４を別
個に設けた回路では、巻線数の多いトランスを必要とす
るため大型化およびコスト高となる欠点がある。第４図
に示した回路ではこのような欠点がないものの、出力端
子０ＵＴＩおよび０ＵＴ２に接続される負荷の状態によ
って互いに出力電圧が変動する欠点がある。また第３図
および第４図に示したいずれの回路においても、出力電
圧の制御はトランスの一次側で行うため直流電圧の出力
制御と交流電圧の出力制御が同時にしかかからない。こ
のため、例えば交流電圧の周波数やデユーティ比を単独
に制御するといったことは不可能であった。さらに、ト
ランスを介して二次側巻線間に生じる相互誘導の影響に
より出力電圧の安定性が低いという欠点もあった。
電圧発生用と交流電圧発生用の巻線Ｎ３およびＮ４を別
個に設けた回路では、巻線数の多いトランスを必要とす
るため大型化およびコスト高となる欠点がある。第４図
に示した回路ではこのような欠点がないものの、出力端
子０ＵＴＩおよび０ＵＴ２に接続される負荷の状態によ
って互いに出力電圧が変動する欠点がある。また第３図
および第４図に示したいずれの回路においても、出力電
圧の制御はトランスの一次側で行うため直流電圧の出力
制御と交流電圧の出力制御が同時にしかかからない。こ
のため、例えば交流電圧の周波数やデユーティ比を単独
に制御するといったことは不可能であった。さらに、ト
ランスを介して二次側巻線間に生じる相互誘導の影響に
より出力電圧の安定性が低いという欠点もあった。
上記不具合を解消するためには、トランスおよび制御回
路を分離する必要があり、スペースおよびコストの面で
障害となっていた。
路を分離する必要があり、スペースおよびコストの面で
障害となっていた。
この発明の目的は、トランスの単一の二次巻線から直流
電圧と交流電圧を発生するようにして上記従来の各種問
題点を解消した交直側出力電源回路を提供することにあ
る。
電圧と交流電圧を発生するようにして上記従来の各種問
題点を解消した交直側出力電源回路を提供することにあ
る。
（ｄ１課題を解決するための手段
この発明は、トランスの一次巻線に、この一次℃
巻線に流れる電流を断続ざ麹るスイッチング回路を設け
、前記トランスの二次巻線に、この二次巻線の起電圧を
整流・平滑して直流電圧を発生する整流平滑回路を接続
したスイッチングレギュレータにおいて、 ブリーダ抵抗と、このブリーダ抵抗に流れる電流を制御
する電流制御回路と、ブリーダ抵抗に流れる電流を二値
間で交互に切り換える切換信号を前記電流制御回路に与
えるスイッチ制御回路とからなり、前記ブリーダ抵抗と
電流制御回路との接続点から交流電圧を発生する交流電
圧発生回路を！ 前記整流平滑回路の出力部に接続したことを特徴として
いる。
、前記トランスの二次巻線に、この二次巻線の起電圧を
整流・平滑して直流電圧を発生する整流平滑回路を接続
したスイッチングレギュレータにおいて、 ブリーダ抵抗と、このブリーダ抵抗に流れる電流を制御
する電流制御回路と、ブリーダ抵抗に流れる電流を二値
間で交互に切り換える切換信号を前記電流制御回路に与
えるスイッチ制御回路とからなり、前記ブリーダ抵抗と
電流制御回路との接続点から交流電圧を発生する交流電
圧発生回路を！ 前記整流平滑回路の出力部に接続したことを特徴として
いる。
（ｅ）作用
この発明め交直側出力電源回路においては、整流平滑回
路はトランスの二次巻線の起電圧を整流・平滑して直流
電圧を発生する。一方、交流電圧発生回路は、ブリーダ
抵抗と、このブリーダ抵抗に流れる電流を制御する電流
制御回路と、ブリーダ抵抗に流れる電流を二値間で交互
に切り換える切換信号を前記電流制御回路に与えるスイ
ッチ制御回路から構成されていて、この交流電圧発生回
路が整流平滑回路の出力部に接続されることによってブ
リーダ抵抗と電流制御回路との接続点から交流電圧が発
生される。
路はトランスの二次巻線の起電圧を整流・平滑して直流
電圧を発生する。一方、交流電圧発生回路は、ブリーダ
抵抗と、このブリーダ抵抗に流れる電流を制御する電流
制御回路と、ブリーダ抵抗に流れる電流を二値間で交互
に切り換える切換信号を前記電流制御回路に与えるスイ
ッチ制御回路から構成されていて、この交流電圧発生回
路が整流平滑回路の出力部に接続されることによってブ
リーダ抵抗と電流制御回路との接続点から交流電圧が発
生される。
前記交流電圧発生回路において、交流電圧はブリーダ抵
抗を通して出力されるため、このブリーダ抵抗に流れる
電流に応じて電圧降下が生じる。
抗を通して出力されるため、このブリーダ抵抗に流れる
電流に応じて電圧降下が生じる。
前記電流制御回路およびスイッチ制御回路の作用により
、ブリーダ抵抗に流れる電流が二値間で交互に切り換え
られるため、ある振幅で周期的に変化する交流電圧が発
生される。
、ブリーダ抵抗に流れる電流が二値間で交互に切り換え
られるため、ある振幅で周期的に変化する交流電圧が発
生される。
このようにトランスの二次巻線の起電圧を利用して直流
電圧を発生するとともに、この直流電圧を電源として別
個に交流電圧を発生するように構成したため、従来の各
種問題点を解消した交直側出力電源回路を構成すること
ができる。
電圧を発生するとともに、この直流電圧を電源として別
個に交流電圧を発生するように構成したため、従来の各
種問題点を解消した交直側出力電源回路を構成すること
ができる。
（ｆ）実施例
この発明の実施例である交直側出力電源回路の回路図を
第１図に示す。
第１図に示す。
第１図においてＱｌはスイッチングトランジスタであり
、トランスの巻線Ｎ１．Ｎ２、抵抗Ｒ２Ｒ３およびコン
デンサＣ３により自動発振回路を構成している。Ｑ２は
Ｑｌのベース電流を制御するトランジスタであり、コン
パレータ２の出力により制御される。トランスの二次巻
線Ｎ３には整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサｃ
１からなる整流平滑回路を接続し、電流制限抵抗Ｒ１を
介して第１の出力端子０ＵＴＩに直流電圧を発生する。
、トランスの巻線Ｎ１．Ｎ２、抵抗Ｒ２Ｒ３およびコン
デンサＣ３により自動発振回路を構成している。Ｑ２は
Ｑｌのベース電流を制御するトランジスタであり、コン
パレータ２の出力により制御される。トランスの二次巻
線Ｎ３には整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサｃ
１からなる整流平滑回路を接続し、電流制限抵抗Ｒ１を
介して第１の出力端子０ＵＴＩに直流電圧を発生する。
出力端子０ＵＴＩの電圧は抵抗Ｒ４を介して前記コンパ
レータ２に帰還させている。コンパレータ２は基準電圧
回路３の電圧を基準にして端子０ＵＴＩの出力電圧を比
較して負帰還制御を行い出力電圧を安定化させる。整流
平滑回路の出力部に接続している回路１は交流電圧発生
回路であり、第２の出力端子０ＵＴ２に交流電圧を発生
する。
レータ２に帰還させている。コンパレータ２は基準電圧
回路３の電圧を基準にして端子０ＵＴＩの出力電圧を比
較して負帰還制御を行い出力電圧を安定化させる。整流
平滑回路の出力部に接続している回路１は交流電圧発生
回路であり、第２の出力端子０ＵＴ２に交流電圧を発生
する。
交流電圧発生回路１において抵抗Ｒ５はブリーダ抵抗で
あり、トランジスタＱ３およびツェナーダイオードＺＤ
を直列接続している。またＱ３のコレクタ、ベースおよ
び接地間にバイアス抵抗Ｒ６、Ｒ７およびＲ８を接続し
ている。抵抗Ｒ８は可変抵抗であり、並列にスイッチ制
御回路４を接続している。ここでＱ３．ＺＤ、Ｒ６，Ｒ
７およびＲ８がこの発明に係る電流制御回路を構成し、
ブリーダ抵抗Ｒ５に流れる電流を制御する。
あり、トランジスタＱ３およびツェナーダイオードＺＤ
を直列接続している。またＱ３のコレクタ、ベースおよ
び接地間にバイアス抵抗Ｒ６、Ｒ７およびＲ８を接続し
ている。抵抗Ｒ８は可変抵抗であり、並列にスイッチ制
御回路４を接続している。ここでＱ３．ＺＤ、Ｒ６，Ｒ
７およびＲ８がこの発明に係る電流制御回路を構成し、
ブリーダ抵抗Ｒ５に流れる電流を制御する。
第１図に示した交流電圧発生回路１はいわゆるシャント
レギュレータの回路構成であり、ツェナーダイオードＺ
Ｄのツェナー電圧を基準にしてブリーダ抵抗Ｒ５による
降下電圧を制御している。
レギュレータの回路構成であり、ツェナーダイオードＺ
Ｄのツェナー電圧を基準にしてブリーダ抵抗Ｒ５による
降下電圧を制御している。
ただしＱ３のベースバイアス電圧が切り換えられるため
出力端子０ＵＴ２には一定振幅で変動する電圧が得られ
る。
出力端子０ＵＴ２には一定振幅で変動する電圧が得られ
る。
スイッチ制御回路４は具体的には可変抵抗Ｒ８の両端を
選択的に短絡／開放するスイッチ素子とそのスイッチ素
子を一定周期でオンオフさせる制御回路から構成する。
選択的に短絡／開放するスイッチ素子とそのスイッチ素
子を一定周期でオンオフさせる制御回路から構成する。
スイッチ制御回路４による可変抵抗Ｒ８の開放時と短絡
時における端子０ＵＴ２に発生する電圧Ｖｏは次の通り
である。
時における端子０ＵＴ２に発生する電圧Ｖｏは次の通り
である。
〈開放時〉
Ｖｏ （Ｒ７＋Ｒ８）／ （Ｒ６＋Ｒ７＋Ｒ８）＝ＶＺ
＋ＶＩＥ ”■Ｏ＝ （Ｖｚ ＋Ｖｍｔ）（Ｒ６＋Ｒ７＋Ｒ８
）／（Ｒ７＋Ｒ８） 〈短絡時〉 Ｖ ｏ−Ｒ７／ （Ｒ６＋Ｒ７） ＝Ｖｚ ＋Ｖｓｉ；
、Ｖ ｏ ＝ （ＶＺ ＋ＶＩＥ）（Ｒ６＋Ｒ７）
／ Ｒ７ここで■２はツェナーダイオードＺＤのツ
ェナー電圧、■□はトランジスタＱ３のベースエミッタ
間降下電圧である。
＋ＶＩＥ ”■Ｏ＝ （Ｖｚ ＋Ｖｍｔ）（Ｒ６＋Ｒ７＋Ｒ８
）／（Ｒ７＋Ｒ８） 〈短絡時〉 Ｖ ｏ−Ｒ７／ （Ｒ６＋Ｒ７） ＝Ｖｚ ＋Ｖｓｉ；
、Ｖ ｏ ＝ （ＶＺ ＋ＶＩＥ）（Ｒ６＋Ｒ７）
／ Ｒ７ここで■２はツェナーダイオードＺＤのツ
ェナー電圧、■□はトランジスタＱ３のベースエミッタ
間降下電圧である。
このようにスイッチ制御回路４のスイッチ制御により端
子０ＵＴ２に発生する電圧を切り換えることができ、抵
抗Ｒ８の値によりスイッチ開放時の発生電圧を調節する
ことができる。第２図は端子０ＵＴＩおよび０ＵＴ２に
発生する電圧波形を示している。０ＵＴＩからは電圧■
１の直流電圧が発生し、０ＵＴ２には一定周期で電圧Ｖ
ａ−Ｖｂに切り換わる交流電圧が発生する。ただし０Ｕ
Ｔ２に発生する電圧は一定の直流バイアスがかかってい
るので、純粋な交流電圧として用いる場合には直流カッ
ト用のコンデンサを通して用いればよい。
子０ＵＴ２に発生する電圧を切り換えることができ、抵
抗Ｒ８の値によりスイッチ開放時の発生電圧を調節する
ことができる。第２図は端子０ＵＴＩおよび０ＵＴ２に
発生する電圧波形を示している。０ＵＴＩからは電圧■
１の直流電圧が発生し、０ＵＴ２には一定周期で電圧Ｖ
ａ−Ｖｂに切り換わる交流電圧が発生する。ただし０Ｕ
Ｔ２に発生する電圧は一定の直流バイアスがかかってい
るので、純粋な交流電圧として用いる場合には直流カッ
ト用のコンデンサを通して用いればよい。
第１図に示した交直再出力電源回路は、例えば電子写真
式複写機やレーザビームプリンタにおける高電圧発生回
路として用いることができ、端子０ＵＴＩに発生する直
流高電圧を帯電器に供給して直流コロナ放電を行なわせ
、端子０ＵＴ２に発生する交流中電圧を他の負荷に供給
することができる。この交流中電圧は０ＵＴＩに発生す
る直流高電圧以下の電圧であれば直流高電圧の電圧変動
に関わらず安定した交流電圧を発生することができ、直
流高電圧の負荷による影響を受けず周波数やデユーティ
比をも独立して制御することができる。また、直流高電
圧についても、その電圧をコロナ放電電圧以下に下げる
ことにより、擬似的にオフすることができ、その場合で
も交流中電圧は発生させることができるため、直流電圧
と交流電圧の独立したリモート制御が可能となる。なお
、実施例では正の直流電圧を発生する回路であったが、
この発明は負電圧を発生する回路にも同様にして適用す
ることができる。
式複写機やレーザビームプリンタにおける高電圧発生回
路として用いることができ、端子０ＵＴＩに発生する直
流高電圧を帯電器に供給して直流コロナ放電を行なわせ
、端子０ＵＴ２に発生する交流中電圧を他の負荷に供給
することができる。この交流中電圧は０ＵＴＩに発生す
る直流高電圧以下の電圧であれば直流高電圧の電圧変動
に関わらず安定した交流電圧を発生することができ、直
流高電圧の負荷による影響を受けず周波数やデユーティ
比をも独立して制御することができる。また、直流高電
圧についても、その電圧をコロナ放電電圧以下に下げる
ことにより、擬似的にオフすることができ、その場合で
も交流中電圧は発生させることができるため、直流電圧
と交流電圧の独立したリモート制御が可能となる。なお
、実施例では正の直流電圧を発生する回路であったが、
この発明は負電圧を発生する回路にも同様にして適用す
ることができる。
（幻発明の効果
この発明によれば、単一のトランスを用い、且つ単一の
二次巻線から実質的に直流電圧と交流電圧を発生させる
ことができるため、小型化およびコストダウンを図るこ
とができる。また、直流負荷と交流負荷の状態により相
互に影響を受けることなく、安定した電圧を供給するこ
とができる。
二次巻線から実質的に直流電圧と交流電圧を発生させる
ことができるため、小型化およびコストダウンを図るこ
とができる。また、直流負荷と交流負荷の状態により相
互に影響を受けることなく、安定した電圧を供給するこ
とができる。
さらに交流電圧の周波数やデユーティ比を独立して制御
することも可能となる。
することも可能となる。
第１図はこの発明の実施例である交直側出力電源回路の
回路図である。第２図は同電源回路の出力電圧波形を示
す図である。第３図および第４図は従来の交直側出力電
源回路の主要部の回路図である。 １−交流電圧発生回路、 ２−コンパレータ、 ３−基準電圧発生回路、 ４−スイッチ制御回路。 Ｒ５−ブリーダ抵抗、 （Ｄｌ、Ｃ１）−整流・平滑回路、 （Ｃ３，ＺＤ、Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８） −電流制御回路、
回路図である。第２図は同電源回路の出力電圧波形を示
す図である。第３図および第４図は従来の交直側出力電
源回路の主要部の回路図である。 １−交流電圧発生回路、 ２−コンパレータ、 ３−基準電圧発生回路、 ４−スイッチ制御回路。 Ｒ５−ブリーダ抵抗、 （Ｄｌ、Ｃ１）−整流・平滑回路、 （Ｃ３，ＺＤ、Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８） −電流制御回路、
Claims (1)
- （１）トランスの一次巻線に、この一次巻線に流れる電
流を断続させるスイッチング回路を設け、前記トランス
の二次巻線に、この二次巻線の起電圧を整流・平滑して
直流電圧を発生する整流平滑回路を接続したスイッチン
グレギュレータにおいて、 ブリーダ抵抗と、このブリーダ抵抗に流れる電流を制御
する電流制御回路と、ブリーダ抵抗に流れる電流を二値
間で交互に切り換える切換信号を前記電流制御回路に与
えるスイッチ制御回路とからなり、前記ブリーダ抵抗と
電流制御回路との接続点から交流電圧を発生する交流電
圧発生回路を前記整流平滑回路の出力部に接続したこと
を特徴とする交直両出力電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9129589A JPH02269472A (ja) | 1989-04-10 | 1989-04-10 | 交直両出力電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9129589A JPH02269472A (ja) | 1989-04-10 | 1989-04-10 | 交直両出力電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02269472A true JPH02269472A (ja) | 1990-11-02 |
Family
ID=14022480
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9129589A Pending JPH02269472A (ja) | 1989-04-10 | 1989-04-10 | 交直両出力電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02269472A (ja) |
-
1989
- 1989-04-10 JP JP9129589A patent/JPH02269472A/ja active Pending
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