JPH0315423B2 - - Google Patents
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- JPH0315423B2 JPH0315423B2 JP59151713A JP15171384A JPH0315423B2 JP H0315423 B2 JPH0315423 B2 JP H0315423B2 JP 59151713 A JP59151713 A JP 59151713A JP 15171384 A JP15171384 A JP 15171384A JP H0315423 B2 JPH0315423 B2 JP H0315423B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本発明は各種電気機器の電源回路やニツカド電
池等の充電用電源として使用されるスイツチング
制御型電源回路に関する。
池等の充電用電源として使用されるスイツチング
制御型電源回路に関する。
(ロ) 従来の技術
序述の如きスイツチング制御型電源回路にはコ
ンバータトランスを使用したブロツキング発振タ
イプのものがあり、その一例として特開昭58−
175973号公報に記載されている第３図のものが挙
げられる。
ンバータトランスを使用したブロツキング発振タ
イプのものがあり、その一例として特開昭58−
175973号公報に記載されている第３図のものが挙
げられる。
第３図の電源回路は大別すると、入力整流部１
と、ブロツキング発振部２と、コンバータトラン
ス３と、誤差検出部４と、制御回路部５と、出力
整流部６から構成されており、基本的には次の動
作を行なう。即ち、電源スイツチSWの投入時に
入力整流部１から起動電流ISがスイツチングトラ
ンジスタTR4のベースに供給されてブロツキング
発振部２が起動され、起動後の定常状態では制御
回路部５によつて、上記スイツチングトランジス
タTR4のターンオフタイミングを誤差検出部４の
出力に応じて制御するようになつている。以下、
この定常状態の動作について説明する。
と、ブロツキング発振部２と、コンバータトラン
ス３と、誤差検出部４と、制御回路部５と、出力
整流部６から構成されており、基本的には次の動
作を行なう。即ち、電源スイツチSWの投入時に
入力整流部１から起動電流ISがスイツチングトラ
ンジスタTR4のベースに供給されてブロツキング
発振部２が起動され、起動後の定常状態では制御
回路部５によつて、上記スイツチングトランジス
タTR4のターンオフタイミングを誤差検出部４の
出力に応じて制御するようになつている。以下、
この定常状態の動作について説明する。
定常状態に於いて、スイツチングトランジスタ
TR4がターンオン（その動作原理は後に説明）す
ると、このトランジスタ及び入力巻線N1を通つ
て電流Ii（第４図Ｂ）が流れ、この電流Iiによつて
Ｅ点には時間につれて増大する負電圧が発生す
る。ここで、スイツチングトランジスタTR4のそ
れ以前のオフ期間には帰還兼検出巻線N3の一端
ｉから流れる電流Irによつてターンオフ用のコン
デンサC5は図示の極性に充電されている。そし
て、制御トランジスタTR2のエミツタ即ちＭ点
は、ラインL0に対しＥ点の電位と上記コンデン
サC5の両端間電圧の和に相当する負電位（第４
図ＩのVM）であるから、この電位VMがスイツチ
ングトランジスタTR4のオン期間では時間につれ
て低下（負の値が増大）して行くことになる。
TR4がターンオン（その動作原理は後に説明）す
ると、このトランジスタ及び入力巻線N1を通つ
て電流Ii（第４図Ｂ）が流れ、この電流Iiによつて
Ｅ点には時間につれて増大する負電圧が発生す
る。ここで、スイツチングトランジスタTR4のそ
れ以前のオフ期間には帰還兼検出巻線N3の一端
ｉから流れる電流Irによつてターンオフ用のコン
デンサC5は図示の極性に充電されている。そし
て、制御トランジスタTR2のエミツタ即ちＭ点
は、ラインL0に対しＥ点の電位と上記コンデン
サC5の両端間電圧の和に相当する負電位（第４
図ＩのVM）であるから、この電位VMがスイツチ
ングトランジスタTR4のオン期間では時間につれ
て低下（負の値が増大）して行くことになる。
一方、誤差検出トランジスタTR1のコレクタと
ラインL0の間に接続された抵抗R7，R8間の分圧
中点Ｎは、検出兼帰還巻線N3の両端ｉ，ｋ間の
電圧をダイオードD6とコンデンサC3で整流平滑
して得るラインL0，L1間の直流電圧を誤差検出
トランジスタTR1でツエナーダイオードD5の電
圧と比較した結果に応じた負電位（第４図Ｉの
VN）となつている。このため、先のＭ点がＮ点
の電位よりも低下した時に、制御トランジスタの
TR2がオンとなつてTR3もオンになり、これによ
つてターンオフ用コンデンサC5→コレクタ電流
検出用抵抗R11→スイツチングトランジスタTR4
のエミツタ・ベース間→制御トランジスタTR3→
抵抗R10→上記コンデンサC5の経路で逆バイアス
電流が流れ、スイツチングトランジスタTR4がタ
ーンオフする。その後、このトランジスタTR4
は、次にこれが再びターンオンされるまで、前記
巻線N3の端子ｉ，ｊ間の逆電圧（第４図Ｆ）に
よつてオフ状態に保持される。
ラインL0の間に接続された抵抗R7，R8間の分圧
中点Ｎは、検出兼帰還巻線N3の両端ｉ，ｋ間の
電圧をダイオードD6とコンデンサC3で整流平滑
して得るラインL0，L1間の直流電圧を誤差検出
トランジスタTR1でツエナーダイオードD5の電
圧と比較した結果に応じた負電位（第４図Ｉの
VN）となつている。このため、先のＭ点がＮ点
の電位よりも低下した時に、制御トランジスタの
TR2がオンとなつてTR3もオンになり、これによ
つてターンオフ用コンデンサC5→コレクタ電流
検出用抵抗R11→スイツチングトランジスタTR4
のエミツタ・ベース間→制御トランジスタTR3→
抵抗R10→上記コンデンサC5の経路で逆バイアス
電流が流れ、スイツチングトランジスタTR4がタ
ーンオフする。その後、このトランジスタTR4
は、次にこれが再びターンオンされるまで、前記
巻線N3の端子ｉ，ｊ間の逆電圧（第４図Ｆ）に
よつてオフ状態に保持される。
次に、スイツチングトランジスタTR4の上記オ
フ状態からのターンオンは、以下のようにして行
なわれる。即ち、上記トランジスタTR4のオフ期
間には入力巻線N1のインダクタンスと分布容量
による共振動作が行なわれ、この共振電流が電流
Iiの方向に反転すると、それによつて巻線N3の端
子ｊから図示の経路で正帰還電流（第４図Ｅのオ
ン期間参照）が流れるので、この正帰還動作によ
つて上記トランジスタTR4はターンオンし、前述
の動作によつて再びターンオフされるまでオン状
態を持続する。
フ状態からのターンオンは、以下のようにして行
なわれる。即ち、上記トランジスタTR4のオフ期
間には入力巻線N1のインダクタンスと分布容量
による共振動作が行なわれ、この共振電流が電流
Iiの方向に反転すると、それによつて巻線N3の端
子ｊから図示の経路で正帰還電流（第４図Ｅのオ
ン期間参照）が流れるので、この正帰還動作によ
つて上記トランジスタTR4はターンオンし、前述
の動作によつて再びターンオフされるまでオン状
態を持続する。
スイツチングトランジスタTR4のこのようなオ
ン、オフ動作によつて、コンバータトランス３の
出力巻線N2には第４図Ｈの如き矩形波電圧が現
われ、そのオフ期間部分の電圧がダイオードD9
とコンデンサC9によつて直流出力電圧として取
り出される。それと共に、上記出力電圧に略比例
した電圧が前述のラインL0，L1間に得られる。
そして、この電圧が電源入力電圧や出力整流部６
の負荷状態によつて変化すると、Ｎ点即ち制御ト
ランジスタTR2のベース電位が変化するので、ス
イツチングトランジスタTR4のターンオフタイミ
ングが変化して定電圧制御されるのである。例え
ば、直流出力電圧が上昇したときは前記ライン
L0，L1間の電圧が増大してＮ点の電位が上昇す
るので、スイツチングトランジスタTR4のターン
オフタイミングが早くなり、その結果、オン期間
が短くなつて上記直流出力電圧が低下する訳であ
る。
ン、オフ動作によつて、コンバータトランス３の
出力巻線N2には第４図Ｈの如き矩形波電圧が現
われ、そのオフ期間部分の電圧がダイオードD9
とコンデンサC9によつて直流出力電圧として取
り出される。それと共に、上記出力電圧に略比例
した電圧が前述のラインL0，L1間に得られる。
そして、この電圧が電源入力電圧や出力整流部６
の負荷状態によつて変化すると、Ｎ点即ち制御ト
ランジスタTR2のベース電位が変化するので、ス
イツチングトランジスタTR4のターンオフタイミ
ングが変化して定電圧制御されるのである。例え
ば、直流出力電圧が上昇したときは前記ライン
L0，L1間の電圧が増大してＮ点の電位が上昇す
るので、スイツチングトランジスタTR4のターン
オフタイミングが早くなり、その結果、オン期間
が短くなつて上記直流出力電圧が低下する訳であ
る。
(ハ) 発明が解決しようとする問題点
第３図の従来回路は上述のように動作するが、
次のような問題点を有している。即ち、第３図の
回路は、その負荷電流対直流出力電圧特性を示す
第５図から分るように負荷電流が所定値以下のと
きに定電圧制御が行なわれるが、この定電圧制御
範囲が電源入力電圧の大小に応じて第５図の破線
のように変化することである。なぜなら、第５図
のＡ点が電源回路から取り出される最大電力点を
表わしており、このＡ点でスイツチングトランジ
スタTR4のコレクタ電流のピーク値Icp（第４図Ｄ
参照）が最大になるが、このIcpは上記トランジ
スタTR4の正帰還電流If即ちオン期間のベース電
流IB1（第４図Ｅ参照）のβ倍として決まり、且
つ、このIB1の大きさが入力巻線N1に印加される
電源入力電圧に比例するからである。
次のような問題点を有している。即ち、第３図の
回路は、その負荷電流対直流出力電圧特性を示す
第５図から分るように負荷電流が所定値以下のと
きに定電圧制御が行なわれるが、この定電圧制御
範囲が電源入力電圧の大小に応じて第５図の破線
のように変化することである。なぜなら、第５図
のＡ点が電源回路から取り出される最大電力点を
表わしており、このＡ点でスイツチングトランジ
スタTR4のコレクタ電流のピーク値Icp（第４図Ｄ
参照）が最大になるが、このIcpは上記トランジ
スタTR4の正帰還電流If即ちオン期間のベース電
流IB1（第４図Ｅ参照）のβ倍として決まり、且
つ、このIB1の大きさが入力巻線N1に印加される
電源入力電圧に比例するからである。
このように電源入力電圧に応じて定電圧制御範
囲が変化すると言うことは、上記入力電圧の最も
高い場合を考慮して、スイツチングトランジスタ
TR4にコレクタ定格電流やコレクタ・エミツタ間
耐電圧の大きいものを使用したり、出力整流部６
のコンデンサC9に高耐圧のものを使用しなけれ
ばならず、従つて、回路が大型となり安価に実現
できないことを意味する。このことは上述のよう
な定電圧制御型の電源回路だけでなく、定電流制
御型の電源回路についても同様である。即ち、定
電流制御型の場合には、電源入力電圧の大きさに
応じて定電流制御範囲が変化することになる。
囲が変化すると言うことは、上記入力電圧の最も
高い場合を考慮して、スイツチングトランジスタ
TR4にコレクタ定格電流やコレクタ・エミツタ間
耐電圧の大きいものを使用したり、出力整流部６
のコンデンサC9に高耐圧のものを使用しなけれ
ばならず、従つて、回路が大型となり安価に実現
できないことを意味する。このことは上述のよう
な定電圧制御型の電源回路だけでなく、定電流制
御型の電源回路についても同様である。即ち、定
電流制御型の場合には、電源入力電圧の大きさに
応じて定電流制御範囲が変化することになる。
そこで、本発明では、上記の点を考慮し、電源
回路の最大出力電力点が略一点に固定されるよう
にして、スイツチングトランジスタにコレクタ定
格電流及びコレクタ・エミツタ間耐電圧の小さい
ものを使用できると共に、出力整流部の平滑用コ
ンデンサにも低耐圧のものが使用できるようにし
て回路の小型化、低廉化を画ろうとしている。
回路の最大出力電力点が略一点に固定されるよう
にして、スイツチングトランジスタにコレクタ定
格電流及びコレクタ・エミツタ間耐電圧の小さい
ものを使用できると共に、出力整流部の平滑用コ
ンデンサにも低耐圧のものが使用できるようにし
て回路の小型化、低廉化を画ろうとしている。
(ニ) 問題点を解決するための手段
本発明は、直流入力に対してコンバータトラン
スの入力巻線とスイツチングトランジスタのコレ
クタ、エミツタ間を直列に接続し、スイツチング
トランジスタを制御することによつて前記トラン
スの出力巻線に接続された整流平滑回路から安定
化直流出力を取り出す電源回路に於て、 前記出力巻線の基準電位点Ｐに一端が接続さ
れ、他端がこの基準電位点に対して負電位となる
補助出力巻線と、 前記基準電位点と負荷との間に接続された負荷
電流検出抵抗と、 一方のベースに基準電圧が供給され、他方のベ
ースに前記負荷電流検出抵抗の他端が接続される
と共に、共通エミツタに前記補助出力巻線の他端
が接続された作動対トランジスタで構成される第
１の誤差検出回路と、 前記整流平滑回路から得る直流出力電圧の変動
を検出する第２の誤差検出回路を設け、 前記第１第２の誤差検出回路が前記負荷電流と
前記出力電圧の状態に応じて選択的に動作し、そ
の各検出出力に応じて前記スイツチングトランジ
スタのスイツチングタイミングが制御されるよう
にしたスイツチング制御型電源回路である。
スの入力巻線とスイツチングトランジスタのコレ
クタ、エミツタ間を直列に接続し、スイツチング
トランジスタを制御することによつて前記トラン
スの出力巻線に接続された整流平滑回路から安定
化直流出力を取り出す電源回路に於て、 前記出力巻線の基準電位点Ｐに一端が接続さ
れ、他端がこの基準電位点に対して負電位となる
補助出力巻線と、 前記基準電位点と負荷との間に接続された負荷
電流検出抵抗と、 一方のベースに基準電圧が供給され、他方のベ
ースに前記負荷電流検出抵抗の他端が接続される
と共に、共通エミツタに前記補助出力巻線の他端
が接続された作動対トランジスタで構成される第
１の誤差検出回路と、 前記整流平滑回路から得る直流出力電圧の変動
を検出する第２の誤差検出回路を設け、 前記第１第２の誤差検出回路が前記負荷電流と
前記出力電圧の状態に応じて選択的に動作し、そ
の各検出出力に応じて前記スイツチングトランジ
スタのスイツチングタイミングが制御されるよう
にしたスイツチング制御型電源回路である。
(ホ) 作用
第１第２の誤差検出回路が先の整流平滑回路の
前記電流・電圧状態に応じて選択的に動作するの
で、電源入力電圧の変化に対して必ず上記第１第
２誤差検出回路の一方の出力によつて定電圧制御
または定電流制御が行なわれることになり、その
結果、電源回路から取り出し得る最大出力電力が
上記入力電圧の変化に拘わらず一定値に固定され
る。
前記電流・電圧状態に応じて選択的に動作するの
で、電源入力電圧の変化に対して必ず上記第１第
２誤差検出回路の一方の出力によつて定電圧制御
または定電流制御が行なわれることになり、その
結果、電源回路から取り出し得る最大出力電力が
上記入力電圧の変化に拘わらず一定値に固定され
る。
(ヘ) 実施例
第１図は本発明の一実施例を示しており、第３
図の従来回路と対応部分に同一図番を付して説明
すると、この実施例では特に出力整流部６と誤差
検出部４を次のように構成した点を特徴としてい
る。即ち、出力整流部６には主出力巻線N2aと直
列に補助出力巻線N2bが設けられ、且つ、上記主
出力巻線N2a側の平滑回路がコンデンサC9，C11
とチヨークコイルCHによつて構成されており、
上記コンデンサC9，C11の一方の端子間に負荷電
流検出用の抵抗R16が直列に接続されている。そ
して、この出力整流部６の出力ラインL2，L3間
の直流電圧を動作電源として誤差検出部４を構成
する第１第２の誤差検出回路４Ａ，４Ｂが設けら
れている。
図の従来回路と対応部分に同一図番を付して説明
すると、この実施例では特に出力整流部６と誤差
検出部４を次のように構成した点を特徴としてい
る。即ち、出力整流部６には主出力巻線N2aと直
列に補助出力巻線N2bが設けられ、且つ、上記主
出力巻線N2a側の平滑回路がコンデンサC9，C11
とチヨークコイルCHによつて構成されており、
上記コンデンサC9，C11の一方の端子間に負荷電
流検出用の抵抗R16が直列に接続されている。そ
して、この出力整流部６の出力ラインL2，L3間
の直流電圧を動作電源として誤差検出部４を構成
する第１第２の誤差検出回路４Ａ，４Ｂが設けら
れている。
前記第１誤差検出回路４ＡはラインL2，L3間
に流れる負荷電流ILの変動を検出するものであ
り、ラインL2とＰ点との間に差動対トランジス
タTR5，TR6のコレクタ・エミツタ間が接続さ
れ、その一方のベースがツエナーダイオードZD1
の基準電圧を抵抗R18，R19とで分圧する可変抵
抗VR1の摺動子に接続され、他方のベースが抵抗
R22を介して前記ラインL3に接続されており、前
記トランジスタTR6のコレクタ電流がフオトカツ
プラ７内の発光ダイオードを通つて流れるように
なつている。また、第２誤差検出回路４Ｂはライ
ンL2，L3間に得る直流出力電圧の変動を検出す
るものであり、前記差動対の一方のトランジスタ
TR6のコレクタにトランジスタTR7のコレクタが
接続され、エミツタにツエナーダイオードZD2に
よつて基準電圧が与えられると共に、ベースが前
記ラインL2，L3間の出力電圧を抵抗R24，R25と
で分圧する可変抵抗VR2の摺動子に接続された構
成となつている。そして、前記フオトカツプラ７
内の受光トランジスタのコレクタ・エツタ間は、
制御回路部５のトランジスタTR2のベースバイア
ス用の分圧抵抗の二つR8，R7に並列に接続され
ている。
に流れる負荷電流ILの変動を検出するものであ
り、ラインL2とＰ点との間に差動対トランジス
タTR5，TR6のコレクタ・エミツタ間が接続さ
れ、その一方のベースがツエナーダイオードZD1
の基準電圧を抵抗R18，R19とで分圧する可変抵
抗VR1の摺動子に接続され、他方のベースが抵抗
R22を介して前記ラインL3に接続されており、前
記トランジスタTR6のコレクタ電流がフオトカツ
プラ７内の発光ダイオードを通つて流れるように
なつている。また、第２誤差検出回路４Ｂはライ
ンL2，L3間に得る直流出力電圧の変動を検出す
るものであり、前記差動対の一方のトランジスタ
TR6のコレクタにトランジスタTR7のコレクタが
接続され、エミツタにツエナーダイオードZD2に
よつて基準電圧が与えられると共に、ベースが前
記ラインL2，L3間の出力電圧を抵抗R24，R25と
で分圧する可変抵抗VR2の摺動子に接続された構
成となつている。そして、前記フオトカツプラ７
内の受光トランジスタのコレクタ・エツタ間は、
制御回路部５のトランジスタTR2のベースバイア
ス用の分圧抵抗の二つR8，R7に並列に接続され
ている。
なお、この実施例ではコンバータトランス３の
巻線N3のｉ，ｋ間は、後述するようにｉ，ｊ間
の制御トランジスタTR2のベース・エミツタ間に
略一定のバイアス電圧を与えるためだけに使用さ
れるので、上記巻線N3は前述の従来回路ほどに
は出力巻線N2a，N2bに密結合しなくてもよい。
巻線N3のｉ，ｋ間は、後述するようにｉ，ｊ間
の制御トランジスタTR2のベース・エミツタ間に
略一定のバイアス電圧を与えるためだけに使用さ
れるので、上記巻線N3は前述の従来回路ほどに
は出力巻線N2a，N2bに密結合しなくてもよい。
また、補助出力巻線N2bを設けたのは、差動対
トランジスタTR5，TR6を動作させるためにＰ点
を基準とする負電圧を必要とするからである。
トランジスタTR5，TR6を動作させるためにＰ点
を基準とする負電圧を必要とするからである。
さて、斯る実施例に於いて、制御トランジスタ
TR2，TR3によるスイツチングトランジスタTR4
のターンオフ動作及びこのトランジスタのターン
オン動作は第３図の従来回路と同一であるから、
ここでは本発明で特徴とする第１第２誤差検出回
路４Ａ，４Ｂによる制御動作についてのみ説明す
る。
TR2，TR3によるスイツチングトランジスタTR4
のターンオフ動作及びこのトランジスタのターン
オン動作は第３図の従来回路と同一であるから、
ここでは本発明で特徴とする第１第２誤差検出回
路４Ａ，４Ｂによる制御動作についてのみ説明す
る。
今、出力整流部６のラインL2，L3間に接続さ
れた負荷回路８のインピーダンスが充分大きく
て、上記ラインL2，L3間に第２図に示す定電圧
V0を得ている状態とする。すると、この場合は
平滑コンデンサC11を電流源として上記負荷回路
８に流れる電流（負荷電流）ILは第２図のIL0以下
であり、従つて検出用抵抗R16を通つて流れる上
記コンデンサC11への充電電流IC（この電流は上記
負荷電流ILに略等しい）も小さい。それゆえ、上
記抵抗R16の一端Ｐを基準とするラインL3の電位
即ち差動対トランジスタの一方TR6のベース電位
が他方TR5のベース電位よりも低くなつており、
このため上記トランジスタTR6がオフとなつてい
る。一方、このとき前記ラインL2，L3間に定格
値の出力電圧V0が現われているので、第２誤差
検出回路４ＢのトランジスタTR7のベース電位は
高く、このトランジスタがオンになつている。
れた負荷回路８のインピーダンスが充分大きく
て、上記ラインL2，L3間に第２図に示す定電圧
V0を得ている状態とする。すると、この場合は
平滑コンデンサC11を電流源として上記負荷回路
８に流れる電流（負荷電流）ILは第２図のIL0以下
であり、従つて検出用抵抗R16を通つて流れる上
記コンデンサC11への充電電流IC（この電流は上記
負荷電流ILに略等しい）も小さい。それゆえ、上
記抵抗R16の一端Ｐを基準とするラインL3の電位
即ち差動対トランジスタの一方TR6のベース電位
が他方TR5のベース電位よりも低くなつており、
このため上記トランジスタTR6がオフとなつてい
る。一方、このとき前記ラインL2，L3間に定格
値の出力電圧V0が現われているので、第２誤差
検出回路４ＢのトランジスタTR7のベース電位は
高く、このトランジスタがオンになつている。
したがつて、上記トランジスタTR7のコレクタ
電流がフオトカツプラ７内の発光ダイオードに流
れ、このカツプラ内の受光トランジスタは上記電
流に応じたインピーダンスを呈している。このた
め、この状態から前記出力電圧V0が上昇すると、
前記トランジスタTR7のコレクタ電流が増大し受
光トランジスタのインピーダンスが減少するの
で、制御回路部５内のＮ点の電位が上昇すること
になり、前述の如くスイツチングトランジスタ
TR4のオン期間が短くなつて出力電圧を低下させ
るのである。
電流がフオトカツプラ７内の発光ダイオードに流
れ、このカツプラ内の受光トランジスタは上記電
流に応じたインピーダンスを呈している。このた
め、この状態から前記出力電圧V0が上昇すると、
前記トランジスタTR7のコレクタ電流が増大し受
光トランジスタのインピーダンスが減少するの
で、制御回路部５内のＮ点の電位が上昇すること
になり、前述の如くスイツチングトランジスタ
TR4のオン期間が短くなつて出力電圧を低下させ
るのである。
次に、斯る定電圧制御状態から前記負荷回路８
のインピーダンスが大きく低下したとする。する
と、ラインL2，L3間の出力電圧が非常に小さく
なるので、第２誤差検出回路４Ｂのトランジスタ
TR7がオフになる。一方、このときには負荷電流
ILが増大するため、検出用抵抗R16を流れる電流
ICも増加し、これによつて前述のＰ点を基準とす
るラインL3の電圧が上昇して差動対トランジス
タTR5，TR6が能動状態になる。
のインピーダンスが大きく低下したとする。する
と、ラインL2，L3間の出力電圧が非常に小さく
なるので、第２誤差検出回路４Ｂのトランジスタ
TR7がオフになる。一方、このときには負荷電流
ILが増大するため、検出用抵抗R16を流れる電流
ICも増加し、これによつて前述のＰ点を基準とす
るラインL3の電圧が上昇して差動対トランジス
タTR5，TR6が能動状態になる。
したがつて、今度は上記トランジスタTR6のコ
レクタ電流がフオトカツプラ７の発光ダイオード
に流れている。このため、この状態から前記負荷
電流が更に増大すると、この場合も上記発光ダイ
オードの電流が増加してフオトカツプラ７内の受
光トランジスタのインピーダンスが減少する。こ
れにより前述と同様にスイツチングトランジスタ
TR4のオン期間が短縮されて前記負荷電流ILの増
加が阻止される。従つて、この負荷電流ILが第２
図の一定値IL0に固定された定電流制御状態にな
る。
レクタ電流がフオトカツプラ７の発光ダイオード
に流れている。このため、この状態から前記負荷
電流が更に増大すると、この場合も上記発光ダイ
オードの電流が増加してフオトカツプラ７内の受
光トランジスタのインピーダンスが減少する。こ
れにより前述と同様にスイツチングトランジスタ
TR4のオン期間が短縮されて前記負荷電流ILの増
加が阻止される。従つて、この負荷電流ILが第２
図の一定値IL0に固定された定電流制御状態にな
る。
ここで、上述の如く定電圧動作及び定電流動作
の両方の動作をすることは、前述した最大電力点
が電源入力電圧の大小に拘わらず第２図のＡ点に
固定されることを意味する。なぜなら、例えば定
電圧動作している状態で、電源入力電圧を増大さ
せると、前述の如くそれに伴つて最大負荷電流が
増加しようとしても、この負荷電流が設定値IL0
を越えると、前述の如く定電流動作して上記最大
負荷電流が増大するのを阻止するからである。
の両方の動作をすることは、前述した最大電力点
が電源入力電圧の大小に拘わらず第２図のＡ点に
固定されることを意味する。なぜなら、例えば定
電圧動作している状態で、電源入力電圧を増大さ
せると、前述の如くそれに伴つて最大負荷電流が
増加しようとしても、この負荷電流が設定値IL0
を越えると、前述の如く定電流動作して上記最大
負荷電流が増大するのを阻止するからである。
なお、上記では定電圧動作している状態から負
荷インピーダンスが低下して定電流動作に移行す
る場合について説明したが、逆に定電流動作して
いる状態から定電圧動作に移行する場合について
も全く同様のことが言える。
荷インピーダンスが低下して定電流動作に移行す
る場合について説明したが、逆に定電流動作して
いる状態から定電圧動作に移行する場合について
も全く同様のことが言える。
なお、前述の定電圧動作、定電流動作の何れの
場合にも、第３図の従来回路のように制御トラン
ジスタTR2のターンオンが巻線N3側のコンデン
サC3に得る電圧の変化によつて直接制御される
ことはない。なぜなら、上記トランジスタTR2の
ベース電位とエミツタ電位をそれぞれ決めるコン
デンサC3，C5の各電圧は、同一の巻線N3のそれ
ぞれの端子ｉ，ｋ間と端子ｉ，ｊ間から得ている
ので、略一定の関係にあり、従つて、上記トラン
ジスタTR2のベース・エミツタ間電圧が前記巻線
N3の電圧変動に対しては略一定に保持されるか
らである。
場合にも、第３図の従来回路のように制御トラン
ジスタTR2のターンオンが巻線N3側のコンデン
サC3に得る電圧の変化によつて直接制御される
ことはない。なぜなら、上記トランジスタTR2の
ベース電位とエミツタ電位をそれぞれ決めるコン
デンサC3，C5の各電圧は、同一の巻線N3のそれ
ぞれの端子ｉ，ｋ間と端子ｉ，ｊ間から得ている
ので、略一定の関係にあり、従つて、上記トラン
ジスタTR2のベース・エミツタ間電圧が前記巻線
N3の電圧変動に対しては略一定に保持されるか
らである。
(ト) 発明の効果
本発明のスイツチング制御型電源回路に依れ
ば、電源入力電圧の大小に拘わらず直流出力電圧
及び負荷電流がそれぞれ所定の値に制限されるの
で、上記入力電圧を安定化範囲内の最大値に設定
しても、スイツチングトランジスタをコレクタ定
格電流やコレクタ・エミツタ間耐電圧の大きいも
のに変更する必要がなく、且つ、高耐圧の平滑用
コンデンサを使用する必要もない。また、定電圧
電源としても定電流電源としても使用でき、定電
圧電源として使用したときは第１誤差検出回路が
過電流保護回路として機能し、定電流電源として
使用したときは第２誤差検出回路が過電圧保護回
路として機能するので、確実な保護動作を実現で
きる。
ば、電源入力電圧の大小に拘わらず直流出力電圧
及び負荷電流がそれぞれ所定の値に制限されるの
で、上記入力電圧を安定化範囲内の最大値に設定
しても、スイツチングトランジスタをコレクタ定
格電流やコレクタ・エミツタ間耐電圧の大きいも
のに変更する必要がなく、且つ、高耐圧の平滑用
コンデンサを使用する必要もない。また、定電圧
電源としても定電流電源としても使用でき、定電
圧電源として使用したときは第１誤差検出回路が
過電流保護回路として機能し、定電流電源として
使用したときは第２誤差検出回路が過電圧保護回
路として機能するので、確実な保護動作を実現で
きる。
更に、第１誤差検出回路の共通エミツタを補助
出力巻線の負電位点に接続しているため、負荷電
流検出抵抗を小さくすることができこの抵抗によ
る電力消費を最小にすることができる。
出力巻線の負電位点に接続しているため、負荷電
流検出抵抗を小さくすることができこの抵抗によ
る電力消費を最小にすることができる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は負荷電流対出力電圧特性図である。第３図は
従来回路の一例を示す回路図、第４図はその各部
の電圧、電流波形図、第５図はその負荷電流対出
力電圧特性図である。 TR4……スイツチングトランジスタ、３……コ
ンバータトランス、４Ａ……第１誤差検出回路、
４Ｂ……第２誤差検出回路。
図は負荷電流対出力電圧特性図である。第３図は
従来回路の一例を示す回路図、第４図はその各部
の電圧、電流波形図、第５図はその負荷電流対出
力電圧特性図である。 TR4……スイツチングトランジスタ、３……コ
ンバータトランス、４Ａ……第１誤差検出回路、
４Ｂ……第２誤差検出回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流入力に対してコンバータトランスの入力
巻線とスイツチングトランジスタのコレクタ、エ
ミツタ間を直列に接続し、スイツチングトランジ
スタを制御することによつて前記トランスの出力
巻線に接続された整流平滑回路から安定化直流出
力を取り出す電源回路に於て、 前記出力巻線の基準電位点Ｐに一端が接続さ
れ、他端がこの基準電位点に対して負電位となる
補助出力巻線と、 前記基準電位点と負荷との間に接続された負荷
電流検出抵抗と、 一方のベースに基準電圧が供給され、他方のベ
ースに前記負荷電流検出抵抗の他端が接続される
と共に、共通エミツタに前記補助出力巻線の他端
が接続された作動対トランジスタで構成される第
１の誤差検出回路と、 前記整流平滑回路から得る直流出力電圧の変動
を検出する第２の誤差検出回路を設け、 前記第１第２の誤差検出回路が前記負荷電流と
前記出力電圧の状態に応じて選択的に動作し、そ
の各検出出力に応じて前記スイツチングトランジ
スタのスイツチングタイミングが制御されるよう
にしたスイツチング制御型電源回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15171384A JPS6130961A (ja) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | スイツチング制御型電源回路 |
| EP85108890A EP0170944B1 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-16 | Power supply circuit of switching regulator type |
| DE8585108890T DE3568673D1 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-16 | Power supply circuit of switching regulator type |
| US06/755,764 US4649464A (en) | 1984-07-20 | 1985-07-17 | Dual operating mode switching power supply |
| AU45176/85A AU574484B2 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-19 | Power supply circuit of switching regulator type |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15171384A JPS6130961A (ja) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | スイツチング制御型電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6130961A JPS6130961A (ja) | 1986-02-13 |
| JPH0315423B2 true JPH0315423B2 (ja) | 1991-03-01 |
Family
ID=15524645
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15171384A Granted JPS6130961A (ja) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | スイツチング制御型電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6130961A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6443409A (en) * | 1987-08-08 | 1989-02-15 | Sintokogio Ltd | Screw feeder |
| KR0133633B1 (ko) * | 1994-07-21 | 1998-04-23 | 이형도 | 출력전압 제어 및 과전류 보호 기능을 갖는 스위칭모드 전원공급회로 |
| DE19619751A1 (de) * | 1996-05-15 | 1997-11-20 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| ATE331274T1 (de) * | 2002-03-01 | 2006-07-15 | Magnetek Spa | Leistungsschaltung einer plasmaanzeige |
| DE102014217124A1 (de) * | 2014-08-28 | 2016-03-03 | BSH Hausgeräte GmbH | Getakteter Energiewandler zur Energieversorgung einer elektronischen Steuereinheit eines Haushaltsgeräts |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56107783A (en) * | 1980-01-31 | 1981-08-26 | Origin Electric Co Ltd | Power converter |
| JPS631030A (ja) * | 1986-06-20 | 1988-01-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 露光装置 |
-
1984
- 1984-07-20 JP JP15171384A patent/JPS6130961A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6130961A (ja) | 1986-02-13 |
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