JPH02276351A - Ｆｓｋ復調回路 - Google Patents
Ｆｓｋ復調回路Info
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- JPH02276351A JPH02276351A JP2076353A JP7635390A JPH02276351A JP H02276351 A JPH02276351 A JP H02276351A JP 2076353 A JP2076353 A JP 2076353A JP 7635390 A JP7635390 A JP 7635390A JP H02276351 A JPH02276351 A JP H02276351A
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- clock
- filter
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、前記帯域フィルタとして、スイッチト・キャ
パシタ・フィルタ（以下ＳＣＦとする）を用いたＦＳＫ
復調回路に関する。ＦＳＫ復調回路は安価な低速用モデ
ムとして用いられ特にカップラ・モデムは簡便に利用で
きる事から広く用いられている。ＦＳＸ復調回路は低速
であるが簡単に周波数分割して全二重通信を２線で可能
としているが、それだけにフィルタの重要度は高い。特
にカップラモデムに於ては、電話器のハンドセットを通
して送信信号が受信側へ戻ってくるため、これから受信
信号を分離するので高精度のフィルタが要求される。従
来に於ては高価なＬＣフィルダな使用したり高次のアク
ティブフィルタの実現に高度な部品選別、調整を余儀な
くされ、高価、且つ大形なものとなっていた。しかし近
年オペアンプ、容量とスイッチング素子で抵抗を置き換
えたＩＣ化フィルタが開発され、スイッチト・キャパシ
タ・フィルタと呼ばれている。精度はコンデンサの比と
クロック周波数によって定まり、容量はＩＣのパターン
面積、クロック周波数は水晶発振器により高精度化され
無調整で高精度高次のフィルタを構成する事ができる。
パシタ・フィルタ（以下ＳＣＦとする）を用いたＦＳＫ
復調回路に関する。ＦＳＫ復調回路は安価な低速用モデ
ムとして用いられ特にカップラ・モデムは簡便に利用で
きる事から広く用いられている。ＦＳＸ復調回路は低速
であるが簡単に周波数分割して全二重通信を２線で可能
としているが、それだけにフィルタの重要度は高い。特
にカップラモデムに於ては、電話器のハンドセットを通
して送信信号が受信側へ戻ってくるため、これから受信
信号を分離するので高精度のフィルタが要求される。従
来に於ては高価なＬＣフィルダな使用したり高次のアク
ティブフィルタの実現に高度な部品選別、調整を余儀な
くされ、高価、且つ大形なものとなっていた。しかし近
年オペアンプ、容量とスイッチング素子で抵抗を置き換
えたＩＣ化フィルタが開発され、スイッチト・キャパシ
タ・フィルタと呼ばれている。精度はコンデンサの比と
クロック周波数によって定まり、容量はＩＣのパターン
面積、クロック周波数は水晶発振器により高精度化され
無調整で高精度高次のフィルタを構成する事ができる。
尚適用する周波数領域に対しクロック周波数の比は通常
数十倍で、標本化される標本化フィルタである。よって
ｓｃＦはクロック周波数により通過帯域が移動する性質
があり、バンドパスフィルタの周波数を２倍にすれば通
過帯域も２倍に上昇する。
数十倍で、標本化される標本化フィルタである。よって
ｓｃＦはクロック周波数により通過帯域が移動する性質
があり、バンドパスフィルタの周波数を２倍にすれば通
過帯域も２倍に上昇する。
本発明はＦＳＫ復調回路のフィルタとして高精度でＩＣ
化可能であり、モデムの低コスト化・小形化に適するＳ
ＣＦの応用方法を提供するものである。
化可能であり、モデムの低コスト化・小形化に適するＳ
ＣＦの応用方法を提供するものである。
本発明の目的は、クロック切り換えによりｓｃＦのフィ
ルタ数を減少させる事にある。又本発明の他の目的はＳ
ＣＦのクロック切り換えにより異なる仕様のＦＳＫ復調
回路の実現を図る事にある。
ルタ数を減少させる事にある。又本発明の他の目的はＳ
ＣＦのクロック切り換えにより異なる仕様のＦＳＫ復調
回路の実現を図る事にある。
以下図面により本発明の詳細な説明を行なう。
第１図はＦＳＸモデムとして代表的なカップラモデムの
ＦＳＸ信号の流れを表わしたものである。
ＦＳＸ信号の流れを表わしたものである。
スピーカ１の送信信号が電話器のハンドセット３のスピ
ーカを通し音響信号に変換され、カップラのマイクロホ
ン２によりモデムで受信復調される。
ーカを通し音響信号に変換され、カップラのマイクロホ
ン２によりモデムで受信復調される。
問題なのはハンドセットではマイクロホンに入った音響
信号が自己のスピーカに戻ってくる様設計されており、
通話の時は発声者は自分の声も耳に入れる事ができるの
で便利であるが、データ通信に於ては受信信号と自己の
送信信号が混合されてしまい、バンドパスフィルタによ
り分離する事が不可欠となる。受信信号は回線の減衰を
受は低レベルになるのに対し、戻ってくる送信信号は自
己送信レベルと同等で高レベルであってフィルタの重要
度は非常に大きい。又直結モデムの場合ハイブリットト
ランス等を利用して送信信号の帰還をキャンセルする事
ができるが、インピーダンス不整合等の影響で零にはで
きない。その他復調Ｓ／Ｎ能力向上のためにもフィルタ
の性能は直接動いてくる。第２図はＦＳＫ信号の周波数
分割を図示したものである。ＣＣＩＴＴによる規格等各
種の周波数割り当てがされており、代表的なものとして
点線にＣＣＩＴＴ規格、ベル規格を実線で表わす。黒丸
はＣＣＩＴＴ規格、白丸はベル規格のマーク又はスペー
スを表わし、我国で用いらているＣＣＩＴＴ規格による
ものは低群のマークが９８ＱＨｚ、スペースが１１８０
Ｈｚ、高群のマークが１６５０Ｈｚ、スペースが１８５
０Ｈｚである。
信号が自己のスピーカに戻ってくる様設計されており、
通話の時は発声者は自分の声も耳に入れる事ができるの
で便利であるが、データ通信に於ては受信信号と自己の
送信信号が混合されてしまい、バンドパスフィルタによ
り分離する事が不可欠となる。受信信号は回線の減衰を
受は低レベルになるのに対し、戻ってくる送信信号は自
己送信レベルと同等で高レベルであってフィルタの重要
度は非常に大きい。又直結モデムの場合ハイブリットト
ランス等を利用して送信信号の帰還をキャンセルする事
ができるが、インピーダンス不整合等の影響で零にはで
きない。その他復調Ｓ／Ｎ能力向上のためにもフィルタ
の性能は直接動いてくる。第２図はＦＳＫ信号の周波数
分割を図示したものである。ＣＣＩＴＴによる規格等各
種の周波数割り当てがされており、代表的なものとして
点線にＣＣＩＴＴ規格、ベル規格を実線で表わす。黒丸
はＣＣＩＴＴ規格、白丸はベル規格のマーク又はスペー
スを表わし、我国で用いらているＣＣＩＴＴ規格による
ものは低群のマークが９８ＱＨｚ、スペースが１１８０
Ｈｚ、高群のマークが１６５０Ｈｚ、スペースが１８５
０Ｈｚである。
高群と低群を分離するためにバンドパスフィルタが必要
になると共にモデムに予め設定するか、モデムのスイッ
チ切り換えで低群送信モードか、高群送信モードに切り
換え相手側のモデムの送信帯域と逆にする必要がある。
になると共にモデムに予め設定するか、モデムのスイッ
チ切り換えで低群送信モードか、高群送信モードに切り
換え相手側のモデムの送信帯域と逆にする必要がある。
第３図は従来のＦＳＫ復調回路のブロック図である。マ
イクロホン４、バイパスフィルタ５、アンプ６、バンド
パスフィルタ８、リミッタ８、復調回路９より構成され
る。５は低域にある衝撃、振動雑音を除去し、復調回路
の方式としてはマーク、スペースに対応したバンドパス
フィルタのレベル等を取る方式、ＰＬＬを用いＶＣＯ出
力を復調出力として利用する方式、カウンタにより周期
を測定する方式などがある。７のバンドパスフィルタに
関しては前述した様に高群を受信するか、低群を受信す
るかで通過帯域を切り換える必要があり、送信する帯域
と逆になる事は言うまでも無い。その為ＬＣフィルタを
２系列用意し入出力を切り換える為非常に高価になる。
イクロホン４、バイパスフィルタ５、アンプ６、バンド
パスフィルタ８、リミッタ８、復調回路９より構成され
る。５は低域にある衝撃、振動雑音を除去し、復調回路
の方式としてはマーク、スペースに対応したバンドパス
フィルタのレベル等を取る方式、ＰＬＬを用いＶＣＯ出
力を復調出力として利用する方式、カウンタにより周期
を測定する方式などがある。７のバンドパスフィルタに
関しては前述した様に高群を受信するか、低群を受信す
るかで通過帯域を切り換える必要があり、送信する帯域
と逆になる事は言うまでも無い。その為ＬＣフィルタを
２系列用意し入出力を切り換える為非常に高価になる。
又アクティブフィルタの定数を切り換える方式もあり第
４図にそれを示す。第４図は２次のＲＣアクティブバン
ドパスフィルタであって、６次のフィルタを実現するた
めに３段カスケードに接続される。特性は、抵抗１１．
１２とトランジスタ１３により抵抗を１１のみか１１と
１２の並列値かで切り換える事ができる。１４はベース
抵抗、Ｈ／Ｌは切り換え信号で高域受信でＨレベルにな
って１３をオン、低域受信でＬレベルとなる。しかしこ
の切り換え回路は、６次なら３段分必要であり、又ＲＣ
アクティブフィルタの性質として高精度を得るには、Ｒ
，Ｃの選別及び調整が困難であり長期信頼性、温度特性
も劣る。言い換えればこうした誤差分を見込んで設計す
る事になり、急峻なカットオフ特性を得にくい。
４図にそれを示す。第４図は２次のＲＣアクティブバン
ドパスフィルタであって、６次のフィルタを実現するた
めに３段カスケードに接続される。特性は、抵抗１１．
１２とトランジスタ１３により抵抗を１１のみか１１と
１２の並列値かで切り換える事ができる。１４はベース
抵抗、Ｈ／Ｌは切り換え信号で高域受信でＨレベルにな
って１３をオン、低域受信でＬレベルとなる。しかしこ
の切り換え回路は、６次なら３段分必要であり、又ＲＣ
アクティブフィルタの性質として高精度を得るには、Ｒ
，Ｃの選別及び調整が困難であり長期信頼性、温度特性
も劣る。言い換えればこうした誤差分を見込んで設計す
る事になり、急峻なカットオフ特性を得にくい。
第５図は本発明のＳＣＦを用いた復調回路のブロック図
であり、ＩＣ化により無調整での高精度化、信頼性、小
形化、低コスト化が図れる。マイクロホン１５、コンデ
ンサ１６と抵抗１７によるバイパスフィルタ、アンプ１
８を通し受信信号は５ＣＦ１９に入力される。ＳＣＦは
出力にクロック周波数が階段状に重畳されているので抵
抗２０、コンデンサ２１による、ローパスフィルタを通
した後バッファ２２とコンデンサ２３、抵抗２４でＳＣ
Ｆのオペアンプの影響によるオフセットを除去する。Ｓ
ＣＦの折り返し雑音防止フィルタは入力がマイクロホン
を通した音響信号であり、高域の折り返し領域のエネル
ギーはほとんど存在せず省略できる。２５はアンプ、２
６はリミッタ、２７はコンパレータ、２８は復調回路で
ある。復調回路はコンパレータの出力である方形波をカ
ウンタでマークかスペースか周期測定しデジタル信号を
得る。カウンタ方式はロジックのみで構成できＩＣ化が
非常に容易であるが、ノイズレベルの低い入力を必要と
する。この欠点は高次ＳＣＦの採用により解消される。
であり、ＩＣ化により無調整での高精度化、信頼性、小
形化、低コスト化が図れる。マイクロホン１５、コンデ
ンサ１６と抵抗１７によるバイパスフィルタ、アンプ１
８を通し受信信号は５ＣＦ１９に入力される。ＳＣＦは
出力にクロック周波数が階段状に重畳されているので抵
抗２０、コンデンサ２１による、ローパスフィルタを通
した後バッファ２２とコンデンサ２３、抵抗２４でＳＣ
Ｆのオペアンプの影響によるオフセットを除去する。Ｓ
ＣＦの折り返し雑音防止フィルタは入力がマイクロホン
を通した音響信号であり、高域の折り返し領域のエネル
ギーはほとんど存在せず省略できる。２５はアンプ、２
６はリミッタ、２７はコンパレータ、２８は復調回路で
ある。復調回路はコンパレータの出力である方形波をカ
ウンタでマークかスペースか周期測定しデジタル信号を
得る。カウンタ方式はロジックのみで構成できＩＣ化が
非常に容易であるが、ノイズレベルの低い入力を必要と
する。この欠点は高次ＳＣＦの採用により解消される。
又アンプを１８．２５とＳＣＦの前後に分散しているの
は比較的ＳＣＦはノイズが大きくレベルの大きい位置で
用いたいのと、ＳＣＦの入力に、雑音等によりクリップ
、歪んだ波形を入力しない様できるだけ小さなレベルで
用いたといった２つの相反する要求を満足させる事にあ
る。その他２２．２３．２４のバイパスフィルタは波形
の＋側−側に偏ってリミッタが動作するのを防止すると
共に、リミッタ・コンパレータ間も交流結合として正確
なゼロ、クロスコンパレータを形成し復調能力が低下し
ないようにする。ＳＣＦのクロックは２つの分周比を有
する発振分周回路３０と水晶発振器２９によって得られ
、分周比はＨ／Ｌ人力により高群又は低群に適した分周
周波数を与える。例として、バンドパスの中心周波数と
ＳＣＦのクロック周波数の比を５８とすればＣＣＩＴＴ
規格では１０８０Ｈｚの５８倍である６２．６４ＫＨｚ
と１７５０Ｈｚの５８倍である１０１．５ＫＨｚとなり
水晶周波数をＩＭＨｚ各々の分周比を１６．１０とすれ
ばほぼ目的のクロック周波数を得る事ができる。可変分
周回路の動作モードは切り換えであって高速動作を必要
としないで、回路構成は容易である。本発明によりＳＣ
Ｆは１組で良く、簡単なロジック回路のみで高群、低群
共に使用できる。その結果比較的ＩＣ上面積を占有する
オペアンプ部分を減少させると共に、消費電力を低下で
きる。
は比較的ＳＣＦはノイズが大きくレベルの大きい位置で
用いたいのと、ＳＣＦの入力に、雑音等によりクリップ
、歪んだ波形を入力しない様できるだけ小さなレベルで
用いたといった２つの相反する要求を満足させる事にあ
る。その他２２．２３．２４のバイパスフィルタは波形
の＋側−側に偏ってリミッタが動作するのを防止すると
共に、リミッタ・コンパレータ間も交流結合として正確
なゼロ、クロスコンパレータを形成し復調能力が低下し
ないようにする。ＳＣＦのクロックは２つの分周比を有
する発振分周回路３０と水晶発振器２９によって得られ
、分周比はＨ／Ｌ人力により高群又は低群に適した分周
周波数を与える。例として、バンドパスの中心周波数と
ＳＣＦのクロック周波数の比を５８とすればＣＣＩＴＴ
規格では１０８０Ｈｚの５８倍である６２．６４ＫＨｚ
と１７５０Ｈｚの５８倍である１０１．５ＫＨｚとなり
水晶周波数をＩＭＨｚ各々の分周比を１６．１０とすれ
ばほぼ目的のクロック周波数を得る事ができる。可変分
周回路の動作モードは切り換えであって高速動作を必要
としないで、回路構成は容易である。本発明によりＳＣ
Ｆは１組で良く、簡単なロジック回路のみで高群、低群
共に使用できる。その結果比較的ＩＣ上面積を占有する
オペアンプ部分を減少させると共に、消費電力を低下で
きる。
第６図は本発明の可変分周回路の実施例であって第５図
の３０に相当する。水晶振動子３１．６ＭＯ３等による
インバータ３３、帰還抵抗３２により発振されたＩＭＨ
ｚが分周段に入力される。
の３０に相当する。水晶振動子３１．６ＭＯ３等による
インバータ３３、帰還抵抗３２により発振されたＩＭＨ
ｚが分周段に入力される。
ＤタイプＦＦ３４〜３７の内３４〜３６はＬ／８又は１
１５で動作する分周段であり、Ｈ／ＬがＨレベルであれ
ばアンドゲート３８により３４〜３６をＬＳＢとした２
進出力１０１で検出し、ＦＦをリセットして０００に戻
す。Ｈ／ＬがＬレベルであれば全くリセット動作を行わ
ず１／８分周回路として働く。出力は３６のＱ出力より
取り出し１１５分周の時デユーティが１；１でなく、出
力が２進１００の間と１０１のリセットが終了するまで
の遅延時間分のみがＨレベルとなる。故に最終段ＦＦ３
７で対称なりロック出力φとＴである。６２゜５ＫＨｚ
又は１００ＫＨｚを得ている。第７図は本発明の他の実
施例であってＳＣＦとＳＣＦクロック制御回路を表わす
。第６図の方法の場合ＳＣＦクロック周波数の増加によ
りバンドパスフィルタのバンド巾も変化し、高群では多
少広くなってしまうのを改善するものである。併せて２
種類の周波数仕様にも対応できる様切り換え端子Ｂ／Ｃ
を有する。３９は高群のバンドパスフィルタ、４０は低
群のバンドパスフィルタを各々ＳＣＦで構成し、アナロ
グスイッチ４Ｌ４２で選択しバッファ４３で出力する。
１５で動作する分周段であり、Ｈ／ＬがＨレベルであれ
ばアンドゲート３８により３４〜３６をＬＳＢとした２
進出力１０１で検出し、ＦＦをリセットして０００に戻
す。Ｈ／ＬがＬレベルであれば全くリセット動作を行わ
ず１／８分周回路として働く。出力は３６のＱ出力より
取り出し１１５分周の時デユーティが１；１でなく、出
力が２進１００の間と１０１のリセットが終了するまで
の遅延時間分のみがＨレベルとなる。故に最終段ＦＦ３
７で対称なりロック出力φとＴである。６２゜５ＫＨｚ
又は１００ＫＨｚを得ている。第７図は本発明の他の実
施例であってＳＣＦとＳＣＦクロック制御回路を表わす
。第６図の方法の場合ＳＣＦクロック周波数の増加によ
りバンドパスフィルタのバンド巾も変化し、高群では多
少広くなってしまうのを改善するものである。併せて２
種類の周波数仕様にも対応できる様切り換え端子Ｂ／Ｃ
を有する。３９は高群のバンドパスフィルタ、４０は低
群のバンドパスフィルタを各々ＳＣＦで構成し、アナロ
グスイッチ４Ｌ４２で選択しバッファ４３で出力する。
Ｆ！はフィルタ入力、ＦＯはフィルタ出力である。第７
図の方法では高群、低Ｐ１別々のフィルタで最適なバン
ド巾を得ることが可能なため、個々のフィルタ毎に異な
る仕様、例えばＣＣＩＴＴ規格、ベル規格に切り換えて
いる。例えば低群受信モードの場合Ｈ／Ｌ入力、インバ
ータ４６によりアンドゲート４４を非選択、４５を選択
し４０のみクロックを入力し３９はクロック停止でＳＣ
Ｆよりの雑音の発生とクロストークを防止する。同時に
アナログスイッチも４２の方を選択とする。
図の方法では高群、低Ｐ１別々のフィルタで最適なバン
ド巾を得ることが可能なため、個々のフィルタ毎に異な
る仕様、例えばＣＣＩＴＴ規格、ベル規格に切り換えて
いる。例えば低群受信モードの場合Ｈ／Ｌ入力、インバ
ータ４６によりアンドゲート４４を非選択、４５を選択
し４０のみクロックを入力し３９はクロック停止でＳＣ
Ｆよりの雑音の発生とクロストークを防止する。同時に
アナログスイッチも４２の方を選択とする。
可変分周回路４７の出力は４種類のクロック周波数の発
生が可能で、Ｈ／ＬＳＢ／Ｃにより選択される。これに
より同一モデムで種々の用途に対応でき利用範囲が非常
に拡がる。又個別用途毎にモデムを生産する場合も同一
のＩＣを用いる事ができスケールメリットによるコスト
低下を可能にする。第８図は本発明の実施例のＳＣＦの
基本回路である。オペアンプ４８とコンデンサＣ１〜Ｃ
４、ＭＯＳによるアナログスイッチ４９〜５１により構
成される。ｖｌは積分入力で ５ Ｌ、４ ツク周波数ｆｓとコンデンサＣ，、Ｃ４の比のみで時定
数の大きな積分器を構成できる。ｖ２は正相の積分入力
でスイッチ５０．５１により逆向きにオペアンプに入力
される事で、 ｖ２は負の加算器として働き、フィルタ構成上必要とな
る帰還グループとの加算などを
生が可能で、Ｈ／ＬＳＢ／Ｃにより選択される。これに
より同一モデムで種々の用途に対応でき利用範囲が非常
に拡がる。又個別用途毎にモデムを生産する場合も同一
のＩＣを用いる事ができスケールメリットによるコスト
低下を可能にする。第８図は本発明の実施例のＳＣＦの
基本回路である。オペアンプ４８とコンデンサＣ１〜Ｃ
４、ＭＯＳによるアナログスイッチ４９〜５１により構
成される。ｖｌは積分入力で ５ Ｌ、４ ツク周波数ｆｓとコンデンサＣ，、Ｃ４の比のみで時定
数の大きな積分器を構成できる。ｖ２は正相の積分入力
でスイッチ５０．５１により逆向きにオペアンプに入力
される事で、 ｖ２は負の加算器として働き、フィルタ構成上必要とな
る帰還グループとの加算などを
第１図は一般的なカップラモデムでのデータの流れを示
す図。第２図は一般に用いられているＦＳＫモデムの周
波数帯域を示す図、第３図は従来のＦＳＫ復調回路のブ
ロック図である。第４図は従来のＦＳＫ復調回路のＲＣ
アクティブフィルタの基本回路図である。第５図は本発
明の実施例になるＦＳＸ復調回路のブロック図である。 第６図は本発明の実施例で第５図３０の回路図である。 第７図は本発明の他の実施例のＳＣＦのクロック回路図
である。第８図は本発明の実施例のＳＣＦに用いる基本
回路図である。 １・φ・・・・争・φスピーカ ２．４．５・・・φ・マイクロホン ３・・・・・・・・争ハンドセ・ソト ５・・Φ・φ・・・−バイパスフィルタ６．１８．２５
・・・アンプ ７．１９・・・・・・バンドパスフィルタ８．２６・φ
Φ・・・リミッタ ９．２８・・・・・・復調回路 ２７・Φ・・・＠φ・コンパレータ ３９．４０・・会・・５ＣＦ ３０・・・・・・・・可変分周回路 以上 第１図 出願人 セイコーエプソン株式会社 代理人 弁理士 鈴 木 喜三部（他１名）第２図 手続補正書 （自発） ２゜ 発明の名称 ＳＫ復調回路 ３゜ 補正する者 ５゜ 補正の対象 明細書 （特許請求の範囲） 補正の内容 特許請求の範囲 回 を えることを ′ＩとするＦＳＫ復調回路。
す図。第２図は一般に用いられているＦＳＫモデムの周
波数帯域を示す図、第３図は従来のＦＳＫ復調回路のブ
ロック図である。第４図は従来のＦＳＫ復調回路のＲＣ
アクティブフィルタの基本回路図である。第５図は本発
明の実施例になるＦＳＸ復調回路のブロック図である。 第６図は本発明の実施例で第５図３０の回路図である。 第７図は本発明の他の実施例のＳＣＦのクロック回路図
である。第８図は本発明の実施例のＳＣＦに用いる基本
回路図である。 １・φ・・・・争・φスピーカ ２．４．５・・・φ・マイクロホン ３・・・・・・・・争ハンドセ・ソト ５・・Φ・φ・・・−バイパスフィルタ６．１８．２５
・・・アンプ ７．１９・・・・・・バンドパスフィルタ８．２６・φ
Φ・・・リミッタ ９．２８・・・・・・復調回路 ２７・Φ・・・＠φ・コンパレータ ３９．４０・・会・・５ＣＦ ３０・・・・・・・・可変分周回路 以上 第１図 出願人 セイコーエプソン株式会社 代理人 弁理士 鈴 木 喜三部（他１名）第２図 手続補正書 （自発） ２゜ 発明の名称 ＳＫ復調回路 ３゜ 補正する者 ５゜ 補正の対象 明細書 （特許請求の範囲） 補正の内容 特許請求の範囲 回 を えることを ′ＩとするＦＳＫ復調回路。
Claims (3)
- （１）マーク、スペースに対応した異なる周波数により
Ｚ値信号を受信復調するＦＳＫ復調回路に於て、対にな
るマーク、スペース周波数を通過させる帯域フィルタに
ＳＣＦ（スイッチト・キャパシタ・フィルタ）を用い、
該フィルタにクロックを供給するクロック回路が２種類
以上の周波数から１つを選択して発生する手段を有した
事を特徴とするＦＳＫ復調回路。 - （２）前記クロック回路の周波数が全二重通信方式の２
つの周波数帯域の受信周波数帯域側に対応したＳＣＦク
ロック周波数を選択発生し、ＳＣＦの通過帯域を切り換
える特許請求の範囲第１項記載のＦＳＫ復調回路。 - （３）前記ＳＣＦが全二重通信方式の２つの周波数帯域
のフィルタとして別個に構成され、前記クロック回路は
周波数規格の異なる全二重通信方式に応じて受信周波数
帯域側のＳＣＦクロック周波数を選択発生する、特許請
求の範囲第１項に記載のＦＳＫ復調回路。
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