JPH02276461A - 位相制御回路 - Google Patents
位相制御回路Info
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- JPH02276461A JPH02276461A JP9551189A JP9551189A JPH02276461A JP H02276461 A JPH02276461 A JP H02276461A JP 9551189 A JP9551189 A JP 9551189A JP 9551189 A JP9551189 A JP 9551189A JP H02276461 A JPH02276461 A JP H02276461A
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- switching element
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- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims abstract description 29
- 238000010304 firing Methods 0.000 claims abstract description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
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- 238000005286 illumination Methods 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野１
本発明は、交流電源に負荷を介して直列に接続された双
方向性スイッチング素子の点弧角を制御して位相制御を
行う位相制御回路に関するものである。
方向性スイッチング素子の点弧角を制御して位相制御を
行う位相制御回路に関するものである。
［従来の技＠１
従来の位相制御回路の一例を第４図に示す。この位相制
御回路では、交流電源ＡＣに負荷Ｉ、を介して直列に双
方向性スイッチング素子（例えばトライアック）Ｔ＋を
接続し、この双方向性スイッチング素子Ｔ、をゲート回
路１で交流電源ＡＣの半サイクル毎に導通制御すること
により、負荷りに供給される電流の位相を制御するよう
にしである。
御回路では、交流電源ＡＣに負荷Ｉ、を介して直列に双
方向性スイッチング素子（例えばトライアック）Ｔ＋を
接続し、この双方向性スイッチング素子Ｔ、をゲート回
路１で交流電源ＡＣの半サイクル毎に導通制御すること
により、負荷りに供給される電流の位相を制御するよう
にしである。
ここで、ゲート回路１は、交流電源ＡＣの半サイクル毎
に充放電されるコンデンサＣと、このコンデンサＣに供
給される電流を調節して双方向性スイッチング素子Ｔ、
の点弧角を制御する可変抵抗ＶＲと、上記コンデンサＣ
の両端電圧がブレーク＼ オーバ電圧以上に上昇した場合にコンデンサの充電電荷
を放電して双方向性スイッチング素子Ｔ。
に充放電されるコンデンサＣと、このコンデンサＣに供
給される電流を調節して双方向性スイッチング素子Ｔ、
の点弧角を制御する可変抵抗ＶＲと、上記コンデンサＣ
の両端電圧がブレーク＼ オーバ電圧以上に上昇した場合にコンデンサの充電電荷
を放電して双方向性スイッチング素子Ｔ。
にゲート電流を流す双方向性トリガ素子Ｔ２とで構成し
である。なお、第４図（ａ）はトリガ素子Ｔ２としてダ
イアック（双方向性ダイオード）を用い、同図（ｂ）で
は５ＢＳ（シリコンパイラテラルスイッチ）を用いであ
る。また、このゲート回路１では可変抵抗ＶＲと直列に
抵抗Ｒを接続し、スイッチング素子Ｔ、が導通する最大
点弧角を規制するようにしである。
である。なお、第４図（ａ）はトリガ素子Ｔ２としてダ
イアック（双方向性ダイオード）を用い、同図（ｂ）で
は５ＢＳ（シリコンパイラテラルスイッチ）を用いであ
る。また、このゲート回路１では可変抵抗ＶＲと直列に
抵抗Ｒを接続し、スイッチング素子Ｔ、が導通する最大
点弧角を規制するようにしである。
この位相制御回路では、第５図（ａ）に示す交流電源Ａ
Ｃの半サイクルの期間にコンデンサＣは抵抗Ｒ及び可変
抵抗ＶＲを介して第６図（ｂ）に示すように充電される
。そして、コンデンサＣの両端電圧がトリガ素子Ｔ２の
ブレークオーバ電圧を越えると、トリガ索子Ｔ２が導通
する。このため、スイッチング素子Ｔ１にゲート電流が
供給され、スイッチング素子Ｔ２が点弧し、負荷りに電
源が供給される。なお、上記コンデンサＣの充電電荷は
トリガ素子Ｔ２の導通により放電される。そして、スイ
ッチング素子Ｔ１は交流電源ＡＣが次の半サイクルとな
るときに両端に電圧が印加されなくなり、このためスイ
ッチング素子Ｔ１が非導通状態に戻る。そして、次の半
サイクル期間にはコンデンサＣが逆方向に充電され、上
述と同様の動作でスイッチング素子Ｔ１を点弧する。こ
のときの、負荷りの電圧及１電流を第６図（ｅ）、（ｄ
）に示し、スイッチング素子Ｔ、のゲートが）すｆｆさ
れてから犬の半サイクルが始まるまでの期間、負荷電流
が流れる。つまり、コンデンサＣが交流電源ＡＣの半サ
イクル毎に正逆方向に充電され、スイッチング素子Ｔ１
をスイッチングする。ここで、可変抵抗ＶＲの値により
コンデンサＣの充電時定数を変化させ、スイッチング素
子Ｔ、の点弧角を制御して、負荷りに供給される電力を
増減させることがでさる。また、第４図（ａ）、（ｂ）
の位相制御回路は動作的には全く同じで、単に第４図（
ａ）のトリガ素子Ｔ２である双方向性スイッチのブレー
クオーバ電圧が一般的に３０Ｖ程度で、同図（Ｉ］）の
トリガ素子Ｔ２であるＳＢＳのブレークオーバ電圧がＩ
ＯＶ以下である点が異なるだけである。なお、ＳＢＳは
ゲートを備えている。
Ｃの半サイクルの期間にコンデンサＣは抵抗Ｒ及び可変
抵抗ＶＲを介して第６図（ｂ）に示すように充電される
。そして、コンデンサＣの両端電圧がトリガ素子Ｔ２の
ブレークオーバ電圧を越えると、トリガ索子Ｔ２が導通
する。このため、スイッチング素子Ｔ１にゲート電流が
供給され、スイッチング素子Ｔ２が点弧し、負荷りに電
源が供給される。なお、上記コンデンサＣの充電電荷は
トリガ素子Ｔ２の導通により放電される。そして、スイ
ッチング素子Ｔ１は交流電源ＡＣが次の半サイクルとな
るときに両端に電圧が印加されなくなり、このためスイ
ッチング素子Ｔ１が非導通状態に戻る。そして、次の半
サイクル期間にはコンデンサＣが逆方向に充電され、上
述と同様の動作でスイッチング素子Ｔ１を点弧する。こ
のときの、負荷りの電圧及１電流を第６図（ｅ）、（ｄ
）に示し、スイッチング素子Ｔ、のゲートが）すｆｆさ
れてから犬の半サイクルが始まるまでの期間、負荷電流
が流れる。つまり、コンデンサＣが交流電源ＡＣの半サ
イクル毎に正逆方向に充電され、スイッチング素子Ｔ１
をスイッチングする。ここで、可変抵抗ＶＲの値により
コンデンサＣの充電時定数を変化させ、スイッチング素
子Ｔ、の点弧角を制御して、負荷りに供給される電力を
増減させることがでさる。また、第４図（ａ）、（ｂ）
の位相制御回路は動作的には全く同じで、単に第４図（
ａ）のトリガ素子Ｔ２である双方向性スイッチのブレー
クオーバ電圧が一般的に３０Ｖ程度で、同図（Ｉ］）の
トリガ素子Ｔ２であるＳＢＳのブレークオーバ電圧がＩ
ＯＶ以下である点が異なるだけである。なお、ＳＢＳは
ゲートを備えている。
［発明が解決しようとする課題１
ところで、上記位相制御回路ではスイッチング素子Ｔ、
の点弧角、即ちトリガ素子Ｔ２の導通期間は、コンデン
サＣの充電時間で決まる。従って、交流電源ＡＣの電圧
に変動が生じると、コンデンサＣの充電電圧も変動する
。例えば、交流電源ＡＣの電圧が第６図（ロ）（ａ）に
示すように下がった場合には、スイッチング素子Ｔ、に
印加される電圧が下がるのみならず、コンデンサＣの充
電にも時間がかかり、このため同図（ｂ）に示すように
トリガ素子Ｔ２のブレークオーバ動作も遅れ、よって同
図（ｅ）に示すように負荷電流への給電時間が短くなり
、負荷電流が大幅に小さくなる。また、逆に第２図（イ
）（ａ）に示すように交流電源ＡＣの電圧が上がった場
合には、全く逆の事由から同図（ｅ）に示すように負荷
電流が大幅に大きくなる。
の点弧角、即ちトリガ素子Ｔ２の導通期間は、コンデン
サＣの充電時間で決まる。従って、交流電源ＡＣの電圧
に変動が生じると、コンデンサＣの充電電圧も変動する
。例えば、交流電源ＡＣの電圧が第６図（ロ）（ａ）に
示すように下がった場合には、スイッチング素子Ｔ、に
印加される電圧が下がるのみならず、コンデンサＣの充
電にも時間がかかり、このため同図（ｂ）に示すように
トリガ素子Ｔ２のブレークオーバ動作も遅れ、よって同
図（ｅ）に示すように負荷電流への給電時間が短くなり
、負荷電流が大幅に小さくなる。また、逆に第２図（イ
）（ａ）に示すように交流電源ＡＣの電圧が上がった場
合には、全く逆の事由から同図（ｅ）に示すように負荷
電流が大幅に大きくなる。
即ち、交流電源・ＡＣの電圧変動が生じると、この交流
電源ＡＣの電圧変動以上に大きな負荷電流の変動を生じ
る。例えば、負荷が照明用電灯であり、上述のような交
流電源ＡＣの電圧変動が生じた場合には、電灯にちらつ
きを生じるという不都合があった。
電源ＡＣの電圧変動以上に大きな負荷電流の変動を生じ
る。例えば、負荷が照明用電灯であり、上述のような交
流電源ＡＣの電圧変動が生じた場合には、電灯にちらつ
きを生じるという不都合があった。
本発明は上述の点に鑑みて為された６のであり、その目
的とするところは、交流電源の電圧変動に左右されるこ
となく、安定にスイッチング素子の点弧・角を制御する
ことができる位相制御回路を提供することにある。
的とするところは、交流電源の電圧変動に左右されるこ
となく、安定にスイッチング素子の点弧・角を制御する
ことができる位相制御回路を提供することにある。
［ａ題を解決するための手段１
上記目的を達成するために、本発明は交流電源に負荷を
介して直列に接続された双方向性スイッチング素子と、
この双方向性スイッチング素子を交流電源の半サイクル
毎に導通制御するゲート回路とを備え、交流電源の半サ
イクル毎に充放電されるコンデンサと、このコンデンサ
に供給される電流を調節して双方向性スイッチング素子
の点弧角を制御する可変抵抗と、上記コンデンサの両端
電圧がブレークオーバ電圧以上に上昇した場合にコンデ
ンサの充電電荷を放電して双方向性スイフチング素子に
ゲート電流を流す第１の双方向性トリガ素子と、可変抵
抗とコンデンサとの直列回路の両端に並列に接続された
ｔＩＩＪ２の双方向性トリガ素子とで上記ゲート回路を
構成しである。
介して直列に接続された双方向性スイッチング素子と、
この双方向性スイッチング素子を交流電源の半サイクル
毎に導通制御するゲート回路とを備え、交流電源の半サ
イクル毎に充放電されるコンデンサと、このコンデンサ
に供給される電流を調節して双方向性スイッチング素子
の点弧角を制御する可変抵抗と、上記コンデンサの両端
電圧がブレークオーバ電圧以上に上昇した場合にコンデ
ンサの充電電荷を放電して双方向性スイフチング素子に
ゲート電流を流す第１の双方向性トリガ素子と、可変抵
抗とコンデンサとの直列回路の両端に並列に接続された
ｔＩＩＪ２の双方向性トリガ素子とで上記ゲート回路を
構成しである。
［作用１
本発明は、上述のように可変抵抗とコンデンサとの直列
回路の両端に並列に第２の双方向性トリガ素子を接続す
ることにより、交流電源の電圧が変動してもゲート回路
の可変抵抗とコンデンサとの両端電圧を第２の双方向性
トリγ索子で略一定電圧に保つことができるようにし、
これにより交流電源の電圧変動に左右されることなく、
安定にスイッチング素子の点弧角の制御を行うことがで
きるようにしたものである。
回路の両端に並列に第２の双方向性トリガ素子を接続す
ることにより、交流電源の電圧が変動してもゲート回路
の可変抵抗とコンデンサとの両端電圧を第２の双方向性
トリγ索子で略一定電圧に保つことができるようにし、
これにより交流電源の電圧変動に左右されることなく、
安定にスイッチング素子の点弧角の制御を行うことがで
きるようにしたものである。
［実施例１
第１図乃至第３図に本発明の一実施例を示す。
本実施例の基本構成は上述した従来の位相制御回路と同
じであり、本実施例では可変抵抗ＶＲとコンデンサＣと
の直列回路の両端に並列に双方向性トリガ素子Ｔ、を接
続した点に特徴がある。
じであり、本実施例では可変抵抗ＶＲとコンデンサＣと
の直列回路の両端に並列に双方向性トリガ素子Ｔ、を接
続した点に特徴がある。
二二で、上記トリガ素子Ｔ３は第４図示す特性を示し、
このトリガ素子Ｔ、のブレークオーバ電圧Ｖ ＢＯＩ
ｔ Ｖ ＢＯＮは比較的に高い値であり、また導通後に
ブレークオーバ電圧以上の電圧が印加され続ければ、所
定のオン抵抗で導通状態を維持する。
このトリガ素子Ｔ、のブレークオーバ電圧Ｖ ＢＯＩ
ｔ Ｖ ＢＯＮは比較的に高い値であり、また導通後に
ブレークオーバ電圧以上の電圧が印加され続ければ、所
定のオン抵抗で導通状態を維持する。
よって、このトリガ素子Ｔ、を可変抵抗ＶＲとコンデン
サＣとの直列回路の両端に並列に接続すれば、交流電源
ＡＣの電圧がこのトリガ素子Ｔ、のブレークオーバ電圧
以上の範囲においては、交流電源ＡＣの電圧の変動に関
係なく、可変抵抗ＶＲとコンデンサＣとの両端にトリガ
素子Ｔ、の導通時の所定電圧が印加されることになる。
サＣとの直列回路の両端に並列に接続すれば、交流電源
ＡＣの電圧がこのトリガ素子Ｔ、のブレークオーバ電圧
以上の範囲においては、交流電源ＡＣの電圧の変動に関
係なく、可変抵抗ＶＲとコンデンサＣとの両端にトリガ
素子Ｔ、の導通時の所定電圧が印加されることになる。
なお、上記トリガ素子Ｔ、としてはダイアックを用い、
トリガ素子Ｔ２としてはＳＢＳを用いである。つまり、
ＳＢＳの方がブレークオーバ電圧が低いため、グイ７ツ
クのブレークオーバ電圧のもとで、ＳＢＳが充分に動作
するようにしである。この位相制御回路によれば、例え
ば第３′図（ａ）に示すように士数士ボルトの入力電圧
の変動が生じても、これに影響を受けることなく、常に
可変抵抗ＶＲとコンデンサＣとにより決まる時定数に基
づいて第３図（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｔ、
の点弧角を制御することができ、従って負荷電流の変動
を小さく抑えることができる。しかも、従来のトリガ索
子Ｔ ２として用いられる素子をトリガ素子Ｔ。
トリガ素子Ｔ２としてはＳＢＳを用いである。つまり、
ＳＢＳの方がブレークオーバ電圧が低いため、グイ７ツ
クのブレークオーバ電圧のもとで、ＳＢＳが充分に動作
するようにしである。この位相制御回路によれば、例え
ば第３′図（ａ）に示すように士数士ボルトの入力電圧
の変動が生じても、これに影響を受けることなく、常に
可変抵抗ＶＲとコンデンサＣとにより決まる時定数に基
づいて第３図（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｔ、
の点弧角を制御することができ、従って負荷電流の変動
を小さく抑えることができる。しかも、従来のトリガ索
子Ｔ ２として用いられる素子をトリガ素子Ｔ。
として流用することで安価な位相制御回路となる。
ところで、上述の説明ではトリガ素子Ｔコとしてグイ７
フクを用い、トリガ素子Ｔ２としてＳＢＳを用いる場合
について説明したが、ダイアックにはブレークオーバ電
圧が数Ｖ毎に細分されており、トリガ素子Ｔ２としてブ
レークオーバ電圧の低いものを用いれば、トリｔｆ′＃
、子Ｔ２１Ｔ３ともにダイアックとすることができる。
フクを用い、トリガ素子Ｔ２としてＳＢＳを用いる場合
について説明したが、ダイアックにはブレークオーバ電
圧が数Ｖ毎に細分されており、トリガ素子Ｔ２としてブ
レークオーバ電圧の低いものを用いれば、トリｔｆ′＃
、子Ｔ２１Ｔ３ともにダイアックとすることができる。
この場合、ＳＢＳのように不要なゲート端子を有するＳ
ＢＳを用いずに済むことになる。
ＢＳを用いずに済むことになる。
［発明の効果１
本発明は上述のように、可変抵抗とコンデンサとの直列
回路の両端に並列に第２の双方向性トリγ素子を接続し
であるので、交流電源の電圧が変動してもゲート回路の
可変抵抗とコンデンサとの両端電圧を第２の双方向性ト
リガ素子で略一定電圧に保つことができ、このため交流
電源の電圧変動に左右されることなく、安定にスイッチ
ング素子の点弧角の制御を甘うことができ、よって交流
電源の電圧変動時の負荷電流の変動を小さ（抑えること
ができる。
回路の両端に並列に第２の双方向性トリγ素子を接続し
であるので、交流電源の電圧が変動してもゲート回路の
可変抵抗とコンデンサとの両端電圧を第２の双方向性ト
リガ素子で略一定電圧に保つことができ、このため交流
電源の電圧変動に左右されることなく、安定にスイッチ
ング素子の点弧角の制御を甘うことができ、よって交流
電源の電圧変動時の負荷電流の変動を小さ（抑えること
ができる。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は同上のト
リガ素子の電圧電流特性図、第３図は同上の動作説明図
、第４図（ａ）、（ｂ）は夫々従来の位相制御回路を示
す回路図、第５図は同上の動作説明図、第６図は同上の
問題点の説明図である。 Ｔ１はスイッチング素子、Ｔ２．Ｔ、はトリガ素子、Ａ
Ｃは交流電源、Ｌは負荷、Ｃはコンデンサ、■Ｒは可変
抵抗、１はゲート回路である。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 第２図 第３図 入“力丁豐カロー 第５図 入力燻り時
リガ素子の電圧電流特性図、第３図は同上の動作説明図
、第４図（ａ）、（ｂ）は夫々従来の位相制御回路を示
す回路図、第５図は同上の動作説明図、第６図は同上の
問題点の説明図である。 Ｔ１はスイッチング素子、Ｔ２．Ｔ、はトリガ素子、Ａ
Ｃは交流電源、Ｌは負荷、Ｃはコンデンサ、■Ｒは可変
抵抗、１はゲート回路である。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 第２図 第３図 入“力丁豐カロー 第５図 入力燻り時
Claims (2)
- （１）交流電源に負荷を介して直列に接続された双方向
性スイッチング素子と、この双方向性スイッチング素子
を交流電源の半サイクル毎に導通制御するゲート回路と
を備え、交流電源の半サイクル毎に充放電されるコンデ
ンサと、このコンデンサに供給される電流を調節して双
方向性スイッチング素子の点弧角を制御する可変抵抗と
、上記コンデンサの両端電圧がブレークオーバ電圧以上
に上昇した場合にコンデンサの充電電荷を放電して双方
向性スイッチング素子にゲート電流を流す第１の双方向
性トリガ素子と、可変抵抗とコンデンサとの直列回路の
両端に並列に接続された第２の双方向性トリガ素子とで
上記ゲート回路を構成した位相制御回路。 - （２）第２の双方向性トリガ素子として第１の双方向性
トリガ素子よりもブレークオーバ電圧の高いものを用い
て成る請求項１記載の位相制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9551189A JPH02276461A (ja) | 1989-04-15 | 1989-04-15 | 位相制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9551189A JPH02276461A (ja) | 1989-04-15 | 1989-04-15 | 位相制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02276461A true JPH02276461A (ja) | 1990-11-13 |
Family
ID=14139609
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9551189A Pending JPH02276461A (ja) | 1989-04-15 | 1989-04-15 | 位相制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02276461A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5858862A (ja) * | 1981-09-30 | 1983-04-07 | Matsushita Electric Works Ltd | 位相制御回路 |
-
1989
- 1989-04-15 JP JP9551189A patent/JPH02276461A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5858862A (ja) * | 1981-09-30 | 1983-04-07 | Matsushita Electric Works Ltd | 位相制御回路 |
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