JPH02280418A - 電圧‐周波数変換のための方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は電圧−周波数変換のための方法およびこの方
法を実施するための装置に関するものである。

〔従来の技術〕

測定値取得にあたり多くの場合に電圧−周波数変換器が
アナログ−ディジタルまたはディジタル−アナログ変換
器と置換し得る。電圧−周波数変換器は２便益列のコー
ド値の代わりに入力電圧に比例する周波数をその出力端
に出力する。その利点は回路のアナログ部分を容易にデ
ィジタル部分から絶縁し得ることにある。従って電圧−
周波数変換器は電気技術および電子技術の種々の領域で
使用される。たとえば電動機の調節の際に電流または電
圧の実際値が電流または電圧の実際値に比例するパルス
列への変換により容易にディジタル１１節コンセプトに
組み入れられ得る。

寸法が小さいことがこのような電圧−周波数変換器の多
くの用途で必要とされるので、従来の電圧−周波数変換
器が常に使用可能なわけではない。

大きい周波数変化分およびできるかぎりわずかなコスト
で人力信号の特に迅速かつ高精度のディジタル化を行う
という別の要求も同じ〈従来の電圧−周波数変換器によ
っては満足され得ない。

ディジタル調節コンセプトに電圧または電流実際調節取
得を組み入れるためには、連続的信号をその取得場所に
おいて比例的な周波数に変換し、またたとえば種々のパ
ルス列周波数を有するパルスの形態で伝達することが望
ましい、それによってノイズに対する高い安定性が保証
されている。

なぜならば、パルスの以後の処理のためにはパルスの形
態にわずかな要求しか課せられないからである。

〔発明が解決しようとする課題〕

本発明の課題は、大きい周波数変化分を存する迅速かつ
高精度の電圧−周波数変換器を簡単な手段で実現するこ
とである。

【課題を解決するための手段〕

この課題は、 ａ）任意の時間的経過を有し得る入力端子が定数との結
び付けにより正の範囲に上方シフトされる過程と、 ｂ）上方シフトされた入力端子が積分され、また積分さ
れた電圧として等間隔のステップで可変である参照電圧
と比較され、その際に、ｂ　１　）　１１４分された電
圧が参照電圧よりも大きいときには、２値状態論理“ｌ
”に相当し、ｂ２）積分された電圧が参照電圧よりも小
さいときには、２値状態論理“Ｏ“に相当する２値信号
が発生される過程と、 Ｃ）各信号論理“１”により参照電圧が等間隔の電圧変
化分だけ高められる過程と、 ｄ）予め定められた上限値の到達の際に過程ａ）ないし
Ｃ）が繰り返され、その際に上方シフトされた入力端子
の積分が逆転され、参照電圧が等間隔の電圧変化分だけ
低められ、また２４ｉｆＥ信号が反転される過程と、 ｅ）予め定められた下限値の到達の際に過程ａ）ないし
Ｃ）が繰り返される過程と、 ｆ）そのつどの２値状態論理“θ″および論理“ｌ″の
切換わりにより発生されるパルスかの時間間隔のなかで
カウントされる過程と を含んでいる電圧−周波数変換のための方法により解決
される。

本発明の１つの実施態様は、参照電圧の等間隔の電圧変
化分が、 ａ）過程Ｃ）の場合に、参照電圧が積分された電圧より
も大きいことに通ぜず、 ｂ）過程ｄ）の場合に、参照電圧が積分された電圧より
も小さいことに通じない ときには、追加パルスの列が発生されることを特徴とす
る。

パルス監視と呼ばれ得るこの対策により、本方法の作動
の確実さが改善される。たとえば、なんらかの理由から
積分された電圧があまりに強く上昇するときミ参照電圧
が積分された電圧にもはや“追い付き”得ないことが生
じ得る。この場合、パルス監視回路から高い周波数で出
力される追加パルスにより参照電圧がより迅速に次の値
に進められる。

本発明の別の実施Ｂ様は、発生されたパルスから直流電
圧が、また直流電圧および上方シフトされた入力電圧か
ら差電圧が形成され、その際に差電圧および上方シフト
された入力電圧の和から調節電圧が発生され、この調節
電圧がそれぞれ使用される積分器に与えられることを特
徴とする。

本発明のこの実施態様は、誤差調節の役割有し、また電
圧−周波数変換の精度に高い要求が課せられるとき、お
よび安価で、従ってまたたいていの場合に精密でない構
成部品が本方法の実施のための装置に使用されるべきと
きに使用され得る。

本方法を実施するためには、請求項４ないし７にあげら
れている電圧−周波数変換のための装置が提案される。

〔実施例〕

以下、図面に示されている実施例により本発明を一層詳
細に説明する。

第１図によるブロック回路図（調節技術上の構造図）お
よび第２図および第３図によるダイアグラムにより電圧
−周波数変換のための方法を先ず原理的に説明する。

第１図によるブロック回路図は積分器Ｊ、増幅器ＶＣ，
コンパレータに、ドライバ段ＴＲ，伝達区間ＳＴおよび
評価論理回路ＡＬから成っている。

コンパレークにの出力端はカウンタＺの入力端ＺＩと接
続されている。カウンタＺは上向きの矢印によりアップ
カウンタとして示されている。カウンタＺの出力端ＺＡ
はディジタル−アナログ変換器ＤＡのディジタル入力端
りと接続されており、そのアナログ出力端Ａは比較器Ｖ
Ｇの第２の入力端に導かれている。

比較器■Ｇおよびコンパレータには相応の図面のなかで
図面を見易くするため別々に示されている。しかし比較
器ＶＣは、この場合２つの入力端を有するコンパレータ
にの集積された構成部分であってもよい。

ブロック回路図中の信号の流れの方向は矢印により示さ
れている。それによって各ブロックのそのつどの入力端
および出力端も定められている。

正の範囲に上方シフトされた入力端子Ｕ！°が積分器Ｊ
の入力端に与えられる。この入力電圧がサーボモータの
調節のために使用されるべきサーボモータの電流実際値
に比例していることが前促とされている　ｉｌ１節のた
めには単に入力電圧の平均値に関心があるので、この入
力電圧は先ず積分され、また積分された電圧ｔＪ、とし
て比較器ＶＣの入力端に与えられる。比較器■Ｇには同
時に、積分された電圧Ｕ１と比較される参照電圧ＵＡが
与えられている。

時点１−０で参照電圧および積分された電圧は零に等し
い、積分器ｊに与えられている入力電圧Ｕ砿に基づいて
、積分された電圧は時間ｔと共に０よりも大きい値に上
昇する。それによって比較器ＶＣにおいて、積分された
電圧Ｕ１が参照電圧ＵＡよりも大きくなる。このことは
、コンパレータにの出力端に２ｆａ信号ＵＡ＝論理“１
゛°が現れることに通ずる。この信号はカウンタ２の入
力端Ｚｌに到達し、このカウンタを１カウントステツプ
だけ進め、それに基づいてディジタル−アナログ変換器
ＤＡの出力端Ａにおいて参照電圧ＵＡが等間隔の電圧変
化分だけ高められる。それによって、第２図中に示され
ているように、参照電圧ＵＡが積分された電圧ＵＡより
も大きく、またコンパレークＫがその出力信号を論理“
１”から論理“Ｏ″へ切換える。それによって、第３図
中に示されているように、第１のパルスＰがコンパレー
タにの出力端に発生されている。

その後の経過の間は参照電圧Ｕａは先ず一定にとどまる
。なぜならば、カウンタ２は２値信号Ｕ。

−論理″０″によっては影響されないからである。

しかし、積分された電圧ＵＡはさらに、第２図中に示さ
れているように、時点Ｌ：で再び参照電圧ＵＡよりも大
きくなるまで上昇する。このことは再び、コンパレータ
にの出力端に信号ＵＡ−輪理論理″が与えられており、
またカウンタＺがそのカウント入力＠Ｚｌを介して１カ
ウントステツプだけ進められことに通ずる。参照電圧Ｕ
Ａはそれによってふたたび等間隔の電圧変化分だけ上昇
し、従って時点ｔ３でコンパレータＫがその２値出力状
態を再び切換える。すなわちコンパレータにの出力端に
は常に信号 υ１がＵＡよりも大きいときＵｌ　ｍ−論理“ｌ″およ
び信号 ＵＡがＵＡよりも小さいときＵｌ−論理″０°。

が生ずる。

第２図および第３図のダイアグラムから、電圧Ｕ１が直
線的に上昇する際に参照電圧ＵＡが時間および電圧に関
して等間隔の階段白線の形態で生ずることは明らかであ
る。その結果、第３図から明らかなように、一定のパル
ス休止を有するパルスＰが生ずる。しかし、積分された
電圧ＵＡの傾斜がより大きい際には、パルスがより近接
して並び合うこと（およびその逆）は容易にわかる。単
位時間あたりのパルスの数、従ってまたその周波数は電
圧υ、の任意の電圧経過に対して入力電圧Ｕｌ°に直接
比例している。

第１図による例ではパルスＰはドライバ段ＴＲおよび伝
達区間ＳＴを介して評価論理回路ＡＬに与えられる。そ
の際に伝達区間ＳＴには高い要求が課せられる必要はな
い、高いパルス列周波数（たとえば２０ＭＨｚ）の伝達
は非臨界的である。

なぜならば、パルスＰが評価論理回路ＡＬによりまさに
なお認識され得るかぎりパルス形態にわずかな要求しか
課せられず、従って本方法の質が阻害されないからであ
る。実際にパルスがもはや認識されない場合、残留する
誤差は生じない、なぜならば、単位時間の間のカウント
の精度が影響されるだけだからである。この点で本方法
はノイズに対する高い安定性を有する。

電圧−周波数変換器のパルス列周波数は、評価論理回路
ＡＬのなかに集積されていてよいカウンタ（たとえば１
６ビツトカウンタ）のなかで累算されることによって、
容易に評価され得る。このカウンタは、電圧−周波数変
換の結果が直接的に調節のために利用され得るように、
ディジタル調節装置の構成部分であってよい、パルス列
周波数の後続の処理はサンプリング時点の選定および平
均値形成の種々の方式に関係して自由に選ばれ得る。有
利な仕方で平均値形成はいわゆるスライディング−ウィ
ンドウを介して行われ得る。その際にパルスの数は時間
間隔Ｔのなかでカウントされ、その際にカウントは周期
的に時間間隔Ｔよりも短い時間間隔で繰り返される。

電圧−周波数変換の原理的な作動の仕方のこれまでの説
明は、積分器ＪもカウンタＺおよびディジタル−アナロ
グ変換器ＤＡも上限値を有していないという理想的な前
提条件から出発された。このことは現実の構成部分では
もちろん成り立たない、従って、積分器Ｊまたはカウン
タ２またはディジタル−アナログ変換器ＤＡがそれらの
上限および下限に達するときにも本方法の機能を保証す
る対策が講じられなければならない、これらの対策を以
下に第４図のブロック回路図と第５図ないし第８図のダ
イアグラムとにより説明する。

第４図には電圧−周波数変換のための装置のブロック回
路図が示されている。既に第１図で説明したブロックに
加えて、第４図によるブロック回路図は積分器Ｊの前に
加算器Ｓおよび増幅器Ｖを有する。加算器Ｓは２つの入
力端を有し、第１の入力端は入力電圧ＵＡを、また第２
の入力端は定数Ｃを与えられている。その際に定数Ｃは
、入力電圧ＵＡが正の範囲ＵＡ９に上方シフトされるよ
うに計算されている。しかし定数Ｃはもちろん、入力電
圧ＵＡが負の範囲に変換されるように計算されていても
よい、入力電圧ＵＡの変換の際には、そのすべての時間
的経過にわたり極性切換わりが生じさえしなければよい
。

増幅器■は、上方シフトされた入力電圧Ｕ。

を与えられている増幅器入力端に加えて、第１の切換信
号ＵＳＩに対する別の入力端を有する。この入力端を介
して、また第１の切換信号ＵＳＩにより、増幅器Ｖが正
または負の増幅率に切換えられ得る。

第４図によるブロック回路図のコンパレータには２値信
号ＵＡ。またはＵＡ−に対する２つの出力端を有し、そ
の際に第２の出力端は円により第１の出力端に対して反
転されたものとして示されている。コンパレータにの両
出力端は、交互スイッチのシンボルにより示されている
マルチプレクサＭの２つの入力端に通じている。この交
互スインチは同じく切換信号ＵＳＩを介して切換えられ
得る。マルチプレクサＭの後に、後でまた説明されるパ
ルス監視装置ＰＵが接続されている。

第４図のカウンタＺは第１図のカウンタＺと異なりアッ
プ−ダウンカウンタとして構成されており、このことは
両方向矢印により示されている。

カウントパルス入力端Ｚｌおよびカウンタ出力端ＺＡに
加えてカウンタＺはカウント方向切換入力端ＵＤ（アッ
プ／ダウン〉およびあふれ信号出力端ＵＰを有する。あ
ふれ信号出力端ＵＥを介して、カウンタＺが予め定め得
るカラン）ｆｆｌ界に達したときに、信号が出力され得
る。このあふれ信号ＵＥは双安定回路ＦＦ（フリップフ
ロップ）の入力端に与えられ、その出力端に切換信号Ｕ
Ｓがたとえば２値信号として現れる。切換信号ＵＳは一
方では直接にカウンタＺの切換入力端ＵＤに与えられ、
他方では第１の双安定スイッチＦＦＩに与えられ、そこ
で時間遅延された第１の切換信号ＵＳｌが発せられる。

その際にカウンタＺの上限値は、それが積分器Ｊがその
上側の物理的積分限界に到達する以前に到達されるよう
に予め定められなければならない。

もちろんディジタル−アナログ変換器［）Ａも、それが
カウンタＺのすべての予め定められたカウント範囲に対
して適しているように構成されなければならない。

次に第５図ないし第８図に示されているダイアダラムに
より第４図のブロック回路図による装置の作用の仕方を
説明する。上方シフトされた入力電圧Ｕ１°の積分およ
び参照電圧ＵＡの次の値への切換は、カウンタＺがその
予め定められた上限値に到達するまで、カウンタＺおよ
びディジタル−アナログ変換器ＤＡを介して第１図ない
し第３図により説明した原理に従って行われる。この上
限値の到達によりカウンタＺのあふれ出力端ＵＥを介し
てあふれ信号が双安定スイッチＦＦに与えられ、それに
基づいて双安定スイッチＦＦがその出力端において２値
状態を切換える。２値状態のこの切換は切換信号ＵＳと
して直接にカウンタＺの切換入力端ＵＤに到達する。そ
れによって、第５図で明らかなように、時点ｔ、でカウ
ンタ切換信号ＺＵが生じ、従ってカウンタはそのカウン
ト方向を切換える。すなわちカウンタはすぐ次のカウン
トパルス以降はその上限値から等間隔のステ７ブでダウ
ンカウントする。しかし時点し４から時点Ｌｓまでは積
分器の積分方向、従ってまた積分された電圧ＵＡはまだ
変化しない、すなわち切換信号ＵＳは直接に増幅器■お
よびマルチプレクサＭに到達せず、第１の双安定スイッ
チＦＦＩにより１カウントパルスだけ遅延される。この
目的で第１の双安定スイッチＦＦＩの別の入力端がマル
チプレクサＭの出力端またはパルス監視回路ＰＵの出力
端と接続されている。切換信号ＵＳとくらべての第１の
切換信号ＬＩＳＩの遅延により、積分器ｊの出力端にお
ける積分された電圧ＵＪの（増幅器の切換により生ずる
）方向切換は、参照電圧ＵＡが既に反対方向に等間隔の
電圧変化分だけ進められているときに初めて行われる。

またマルチプレクサＭは時点Ｌｓまではまだコンパレー
タにの非反転信号ＵＡ°をその出力端に通過接続する。

すなわち第４図による方法および装置の作用の仕方は時
点ｔ４までは第１図ないし第３図により既に説明した作
用の仕方と異ならない。

時点ｔ、（ｒＭＵ−積分器−マルチプレクサ切換回路）
で、すなわち１カウントパルスだけ遅延されて（第５図
）、切換信号ＵＳＩ（第４図）が増幅器Ｖおよびマルチ
プレクサＭに到達する。

増幅器■の増幅率は切換信号ＵＳＩにより切換えられる
。すなわち増幅器はいま負の増幅率で動作する。それに
よって同じく積分器Ｊの積分方向が、第５図で明らかな
ように、逆転する。増幅器■の切換と同時にマルチプレ
クサＭが切換信号ＵＳＩにより切換えられ、従っていま
コンパレータにの反転入力端に与えられている信号Ｕ−
一がマルチプレクサＭに到達する。

誤解を避けるために、２値信号ＵＡ。は両２値状態、す
なわち状態論理“１″も論理“０″もとり得ることに言
及しておく、同様のことが２値信号ＵＡ−にも当てはま
る。右肩に付けられている“″”および−１は単にコン
パレークにの非反転または反転出力を示している。

コンパレータにの出力端における信号Ｕｓ’またはそれ
に対して反転された信号Ｕ勤゛の信号経過は第６図また
は第７図に示されている０時点ｔ４以前にはマルチプレ
クサの出力端に第６図の信号経過ＵＡ・が現れる０時点
ｔ４の後にはマルチプレクサＭの出力端に第７図に示さ
れているような信号経過ＵＡ−が現れる。それによって
マルチプレクサＭの出力端に第８図に示されている信号
Ｕ。

の信号経過が発生される。

カウンタが再びその下限値に到達するとき、再びカウン
タ２の切換出力端ＵＥを介して双安定スイッチＦＦが駆
動され、その２値出力信号が再び切換わり、また切換信
号ＵＳとして、増幅器Ｖを再び正の増幅率に切換えかつ
マルチプレクサＭを再びコンパレータの出力端Ｕｓ”と
接続するため、先ずカウンタのカウント方向を切換える
。その際に本方法は最初から再び開始する。

電圧−周波数変換のための方法および装置の作動の確実
さを改善するため、第４図に示されているように、マル
チプレクサＭの後にパルス監視回路ＰＵが接続されてい
る。このパルス監視回路ＰＵは無障害の作動の際にマル
チプレクサＭの出力信号ＵＡ　　、ＵＡ−を不変にその
出力端に通過接続する。しかし、たとえばコンパレータ
Ｋがなんらかの理由から適時に復帰切換されないことが
生じ得る。これはたとえば、積分された電圧ＵＪが非常
に早く上昇し、そのために参照電圧ＵＡによりもはや追
い付かれ得ない場合である。電圧−周波数変換器の最大
周波数がたとえば２０　Ｍ　Ｈｚであれば、すべてのパ
ルス幅は５０ｎｓを越えてはならない、すなわちコンパ
レータには５０ｎｓのうちに復帰切換しなければならな
い、そうでない場合には、パルスＰの誤差がパルス監視
回路ＰＵにおいて最大周波数のパルス列を生しさせ、そ
れによってカウンタＺが、またその結果として参照電圧
Ｕａが最大の速度で高い値に切換えられ、従って積分さ
れた電圧ＵＪが再び取り入れられる。

そうである場合には、コンパレータの復帰切換に対する
条件が再び達成されており、また正常な作動が再び行わ
れている。

パルス監視回路ＰＵは最大周波数のパルス列の発生を含
めて簡単な仕方でマルチプレクサＭのなかに集積可能で
ある。パルス監視回路ＰＵにより、同一の最大周波数に
おいてより低速の、従ってまたより安価な構成部分をた
とえばディジクルーアナログ変換器ＤＡに対して選定す
ることも可能である。しかし、それにより、より高い周
波数に対して分解能が多少小さくなる。

たとえば構成部分の良さにより影響される電圧周波数変
換器の作動の確実さは以下に第９図により説明するよう
な誤差調節により一層改善され得る。

第９図には、誤差調節を有する電圧−周波数変換のため
の装置のブロック回路図が示されている。

誤差ｉｊ１節のための調節対象は鎖線の長方形により強
調して示されている。ブロック回路図のその他の部分は
増幅器Ｖと積分器Ｊとの間の比較器ＶＧ１を除いて、既
に第４図から知られているブロック回路図に相当する。

誤差調節のための調節対象は、右から左へ、発振器Ｏ８
１単安定スイツチＭＰ（モノフロップ）、精密スイッチ
ＳＣ１低域通過フィルタＴＰ、第２の比較器ＶＧ２およ
びａｌ１節器Ｒ４から成っている。

モノフロップＭＦは発振器Ｏ３と一緒にいわゆる精密モ
ノフロップを形成している。

モノフロップＭＦの入力端に、電圧−周波数変換器から
発生されたパルスＰが到達する。これらの到来パルスＰ
の各々においてモノフロップＭＦが正確に発振器の周期
を取り出し、またそれぞれ一定のパルス幅を有する精密
パルスＩＰを発生する。この精密パルス！Ｐは精密スイ
ッチＳＣの入力端に与えられる。ｔ＃密スイッチＳＣは
正確に定められた電圧を有する到来精密パルスをその出
力端に与える。すなわち精密モノフロップおよび精密ス
イッチＳＣは正確に定められた面積を有する精密パルス
を発生する。この精密パルスは低域通過フィルタＴＰの
入力端に与えられ、その出力端には、パルス列周波数に
比例しておりかつ理想的な電圧−周波数変換の際には上
方シフトされた入力電圧ＵＡ゛に等しくなければならな
い直？Ｊｔ電圧ＵＡ′が現れる。この直流電圧［Ｊ％は
比較器ＶＧ２において上方シフトされた入力電圧Ｕ工。

と比較され、生じた差電圧Ｕ１が調節器Ｒ１を介してｇ
ｊｉ１節対象の比較器■Ｇｌに与えられる。それによっ
て比較器ＶＧＩの出力端に差電圧ＵＡｌと上方シフトさ
れた増幅された入力電圧Ｕｔ°との差から成る調節電圧
Ｕ１が生ずる。

この誤差ｊｊ１節により本方法または本装置は、良さが
より低い構成部分が使用されるときにも、十分な精度で
動作する。

【図面の簡単な説明】

第１図は電圧−周波数変換のための方法を実施するため
の原理回路図、第２図は積分された電圧および参照電圧
のダイアグラム、第３図はパルスダイアグラム、第４図
は電圧−周波数変換のための装置のブロック回路図、第
５図は積分された電圧および参照電圧の電圧ダイアグラ
ム、第６図ないし第８図はパルスダイアグラム、第９図
は誤差調節を有する電圧−周波数変換のための装置のブ
ロック回路図である。 ＡＬ・・・評価論理回路 ＤＡ・・・ディジタル−アナログ変換器ＦＦ、ＦＦＩ・
・・双安定切換要素 Ｊ・・・積分器 Ｋ・・・コンパレータ Ｍ・・・マルチプレクサ ＭＰ・・・単安定スイッチ Ｏ３・・・発振器 ｐｕ・・・パルス監視回路 Ｓ・・・加算器 ＳＴ・・・伝達区間 ＴＲ・・・ドライバ段 ■・・・増幅器 Ｖに、ＶＧＩ、Ｖ　Ｃ２−・・比較器 Ｚ・・・カウンタ Ｉ６１ ＵＪ＞　ＵＡ・１″ Ｉ６３

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）電圧−周波数変換のための方法において、ａ）任意
   の時間的経過を有し得る入力電圧（Ｕ＿Ｅ）が定数（Ｃ
   ）との結び付けにより正の範囲に上方シフトされる過程
   と、 ｂ）上方シフトされた入力電圧（Ｕ＿Ｅ＾＋）が積分さ
   れ、また積分された電圧（Ｕ＿Ｊ）として等間隔のステ
   ップで可変である参照電圧（Ｕ＿Ａ）と比較され、その
   際に、 ｂ１）積分された電圧（Ｕ＿Ｊ）が参照電圧（Ｕ＿Ａ）
   よりも大きいときには、２値状態論理“１”に相当し、 ｂ２）積分された電圧（Ｕ＿Ｊ）が参照電圧（Ｕ＿Ａ）
   よりも小さいときには、２値状態論理“０”に相当する ２値信号（Ｕ＿Ｂ）が発生される過程と、 ｃ）各信号論理“１”により参照電圧（Ｕ＿Ａ）が等間
   隔の電圧変化分だけ高められる過程と、 ｄ）予め定められた上限値の到達の際に過程ａ）ないし
   ｃ）が繰り返され、その際に上方シフトされた入力電圧
   （Ｕ＿Ｅ＾＋）の積分が逆転され、参照電圧（Ｕ＿Ａ）
   が等間隔の電圧変化分だけ低められ、また２値信号（Ｕ
   ＿Ｂ）が反転される過程と、 ｅ）予め定められた下限値の到達の際に過程ａ）ないし
   ｃ）が繰り返される過程と、 ｆ）そのつどの２値状態論理“０”および論理“１”の
   切換わりにより発生されるパルス（Ｐ）が時間間隔（Ｔ
   ）のなかでカウントされる過程と を含んでいることを特徴とする電圧−周波数変換のため
   の方法。 ２）参照電圧（Ｕ＿Ａ）の等間隔の電圧変化分が、ａ）
   過程ｃ）の場合に、参照電圧（Ｕ＿Ａ）が積分された電
   圧（Ｕ＿Ｊ）よりも大きいことに通ぜず、 ｂ）過程ｄ）の場合に、参照電圧（Ｕ＿Ａ）が積分され
   た電圧（Ｕ＿Ｊ）よりも小さいことに通じない ときには、追加パルス（Ｐ）の列が発生されることを特
   徴とする請求項１記載の方法。 ３）発生されたパルス（Ｐ）から直流電圧（Ｕ＿Ｅ′）
   が、また直流電圧（Ｕ＿Ｅ′）および上方シフトされた
   入力電圧（Ｕ＿Ｅ＾＋）から差電圧（Ｕ＿ｄ＿Ｅ）が形
   成され、その際に差電圧（Ｕ＿ｄ＿Ｅ）および上方シフ
   トされた入力電圧（Ｕ＿Ｅ＾＋）の和から調節電圧（Ｕ
   ＿Ｒ）が発生され、この調節電圧がそれぞれ使用される
   積分器（Ｊ）に与えられることを特徴とする請求項１ま
   たは２記載の方法。 ４）電圧−周波数変換のための装置において、ａ）切換
   信号（ＵＳ）により切換可能な正および負の増幅率を有
   し、出力端で積分器（Ｊ）の入力端と接続されている増
   幅器（Ｖ）と、 ｂ）少なくとも２つの入力端を有し、第１の入力端で積
   分器（Ｊ）の出力端と、第２の入力端でアナログ−ディ
   ジタル変換器（ＤＡ）のアナログ出力端（Ａ）と接続さ
   れており、第１の出力端を介して入力信号（Ｕ＿Ｊ、Ｕ
   ＿Ａ）の差に関係して２値信号（Ｕ＿Ｂ＾＋）論理“１
   ”または論理“０”を、また第２の出力端を介して第１
   の出力端の反転された２値信号（Ｕ＿Ｂ＾−）を出力し
   得るコンパレータ（Ｋ）と、 ｃ）入力端でコンパレータ（Ｋ）の出力端と接続されて
   おり、切換信号（ＵＳ）に関係してコンパレータの非反
   転もしくは反転２値信号（Ｕ＿Ｂ＾＋、Ｕ＿Ｂ＾−）を
   出力端に与える、マルチプレクサ（Ｍ）と、 ｄ）マルチプレクサ（Ｍ）の出力端と接続されており、
   また到来するパルス（Ｐ）を特定の時間間隔（Ｔ）の間
   にカウントし、時間間隔（Ｔ）あたりのパルス（Ｐ）の
   合計を以後の処理のために出力端に与え得る評価論理回
   路（ＡＬ）と、 ｅ）カウント方向を切換可能であり、カウントパルス入
   力端（ＺＩ）でマルチプレクサ（Ｍ）の出力端と、また
   カウンタ出力端（ＺＡ）でディジタル−アナログ変換器
   （ＤＡ）のディジタル入力端（Ｄ）と接続されており、
   それぞれ予め定められ得る上側または下側カウント限界
   が到達されているときにあふれ出力端（ＵＥ）を介して
   あふれ信号を出力するカウンタ（Ｚ）と、 ｆ）カウンタ（Ｚ）の各あふれ信号の際に、増幅器（Ｖ
   ）の正の増幅率と負の増幅率との間の切換、カウンタ（
   Ｚ）のカウント方向の切換およびマルチプレクサ（Ｍ）
   の切換を行う切換信号（ＵＳ）を出力する双安定スイッ
   チ（ＦＦ）と を含んでいることを特徴とする電圧−周波数変換のため
   の装置。 ５）マルチプレクサ（Ｍ）と評価論理回路（ＡＬ）との
   間に、マルチプレクサ（Ｍ）の出力信号（Ｐ）に関係し
   て追加パルス（Ｐ）の列を出力し得るパルス監視回路（
   ＰＵ）が設けられており、その際にカウンタ（Ｚ）のカ
   ウントパルス入力端がパルス監視回路（ＰＵ）と接続さ
   れていることを特徴とする請求項４記載の装置。 ６）発生されたパルス（Ｐ）を調節ループを介して直流
   電圧（Ｕ＿Ｅ′）に変換するため、ａ）発振器（ＯＳ）
   と接続されており、各パルス（Ｐ）に対して一定のパル
   ス幅を有するパルス（ＩＰ）を発生する単安定精密スイ
   ッチ（ＭＦ）と、 ｂ）単安定精密スイッチ（ＭＦ）から到来する一定の振
   幅を有するパルス（ＩＰ）を低域通過フィルタ（ＴＰ）
   に伝達するスイッチ（ＳＣ）と、 ｃ）低域通過フィルタ（ＴＰ）の出力端における直流電
   圧（Ｕ＿Ｅ′）および上方シフトされた入力電圧（Ｕ＿
   Ｅ＾＋）から差電圧（Ｕ＿ｄ＿Ｅ）を形成する比較器（
   ＶＧ２）と、ｄ）差電圧（Ｕ＿ｄ＿Ｅ）を調節する調節
   器（Ｒ＿Ｊ）と、 ｅ）増幅器（Ｖ）の出力端と電圧−周波数変換器の残り
   の調節ループとの間に配置されており、増幅器（Ｖ）の
   出力端における増幅された上方シフトされた入力電圧（
   Ｕ＿Ｅ＾＋）と調節器（Ｒ＿Ｊ）の出力端における調節
   された差電圧（Ｕ＿ｄ＿Ｅ）との和から電圧−周波数変
   換器の残りの調節ループに対する調節量（Ｕ＿Ｒ）を形
   成する比較器（ＶＧ１）とを含んでいることを特徴とす
   る請求項４または５記載の装置。 ７）評価論理回路（ＡＬ）が伝達区間（ＳＴ）およびド
   ライバ段（Ｔ）を介して残りの装置に接続されているこ
   とを特徴とする請求項４ないし６の１つに記載の装置。