JPH02280667A - 自励発振コンバータ - Google Patents
自励発振コンバータInfo
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
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- H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、自励発振パワー・コンバータに係り、特にＦ
ＥＴタイプのパワー・スイッチを有し低負荷で動作する
自励発振パワー・コンバータに関する。
ＥＴタイプのパワー・スイッチを有し低負荷で動作する
自励発振パワー・コンバータに関する。
［従来の技術］
ＦＥＴタイプのパワー・スイッチを有する低電力自励発
振パワー・コンバータは、定格負荷に対し極めて小さい
負荷（即ち、典型的には定格負荷の１０％以下）で動作
するとき、その動作が不安定になる傾向が有る。この不
安定な動作姿態は、通常バーストと呼ばれる低周波数の
振動として現われる。この現象では、前記ＦＥＴパワー
・スイッチは、数サイクルのスイッチング・サイクルに
亘る開動作し、その後数サイクルに亘りオフ状態に維持
される。この不安定な動作により、しばしば振幅は、そ
のコンバータの特定最大出力電圧リップルを超えて増大
し、出力電圧にリップルが生じる。このことにより、そ
のような自励発振パワー・コンバータが動作することが
可能な負荷範囲が制限されその適用範囲が制限される。
振パワー・コンバータは、定格負荷に対し極めて小さい
負荷（即ち、典型的には定格負荷の１０％以下）で動作
するとき、その動作が不安定になる傾向が有る。この不
安定な動作姿態は、通常バーストと呼ばれる低周波数の
振動として現われる。この現象では、前記ＦＥＴパワー
・スイッチは、数サイクルのスイッチング・サイクルに
亘る開動作し、その後数サイクルに亘りオフ状態に維持
される。この不安定な動作により、しばしば振幅は、そ
のコンバータの特定最大出力電圧リップルを超えて増大
し、出力電圧にリップルが生じる。このことにより、そ
のような自励発振パワー・コンバータが動作することが
可能な負荷範囲が制限されその適用範囲が制限される。
軽負荷でのバーストの問題は、従来、分圧抵抗器を前記
自励発振パワー・コンバータの出力端子間に接続し、作
為的にその負荷を増大することにより、処理されていた
。しかしながら、分圧抵抗器を付加することにより、自
励発振パワー・コンバータの効率が低下して相当な電力
量を浪費し、且つその最大電力の出力能力が低下する。
自励発振パワー・コンバータの出力端子間に接続し、作
為的にその負荷を増大することにより、処理されていた
。しかしながら、分圧抵抗器を付加することにより、自
励発振パワー・コンバータの効率が低下して相当な電力
量を浪費し、且つその最大電力の出力能力が低下する。
第１図は、従来の自励発振フライバック・パワー・コン
バータを示す。ＤＣ電圧が入力端子１０１．１０２間に
与えられ、このＤＣ電圧が更にＭＯＳＦＥＴパワー・ス
イッチング素子１２０の周期的スイッチングによりパワ
ー・トランス１１０の一次巻線１１１へ周期的に与えら
れる。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０の
導通期間中、エネルギーがパワー・トランス１１０のコ
アに蓄積される。この蓄積エネルギーは、ＭＯ３ＦＥＴ
パワー◆スイッチング素子１２０の非導通期間中順方向
にバイアスされる整流ダイオード１０６により伝達され
る。インダクタ１０７及び二個の分路キャパシタ１０８
．１０９を有するフィルタ回路が、二次巻線１１２と出
力端子１０４．１０５間に設けられ、出力中のリップル
を濾波する。
バータを示す。ＤＣ電圧が入力端子１０１．１０２間に
与えられ、このＤＣ電圧が更にＭＯＳＦＥＴパワー・ス
イッチング素子１２０の周期的スイッチングによりパワ
ー・トランス１１０の一次巻線１１１へ周期的に与えら
れる。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０の
導通期間中、エネルギーがパワー・トランス１１０のコ
アに蓄積される。この蓄積エネルギーは、ＭＯ３ＦＥＴ
パワー◆スイッチング素子１２０の非導通期間中順方向
にバイアスされる整流ダイオード１０６により伝達され
る。インダクタ１０７及び二個の分路キャパシタ１０８
．１０９を有するフィルタ回路が、二次巻線１１２と出
力端子１０４．１０５間に設けられ、出力中のリップル
を濾波する。
非導通状態から導通状態へのＭＯＳＦＥＴパワー・スイ
ッチング素子１２０の周期的なスイッチングは、パワー
・トランス１１０の再生７４〜１８７２巻線１１３及び
抵抗器１１４とキャパシタ１１５から成る直列Ｒ−Ｃ回
路網とを含む再生フィードバック駆動回路に応答する。
ッチング素子１２０の周期的なスイッチングは、パワー
・トランス１１０の再生７４〜１８７２巻線１１３及び
抵抗器１１４とキャパシタ１１５から成る直列Ｒ−Ｃ回
路網とを含む再生フィードバック駆動回路に応答する。
ダイオード１０６の導通終了時にパワー・トランス１１
０の磁化インダクタンスにより誘起されたリンギングは
、Ｒ−Ｃ回路網を介してフィードバックされ、ＭＯＳＦ
ＥＴパワーφスイッチング素子１２０の周期的なターン
・オンを引き起こす。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチン
グ素子１２０のこの周期的なターン・オンは、後述する
ようなピーク電流制御技術を実現する電圧調整回路に応
答する。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０
の周期的なターン・オフは、コレクタ１２６がＭＯ５Ｆ
ＥＴパワー・スイッチング素子１２０のゲート電極に接
続されているバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジス
タ１２５により直接制御される。その電圧調整信号は、
このバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２５
をターン・オンさせ、それからＭＯＳＦＥＴパワー・ス
イッチング素子１２０のターン・オフを開始させる。コ
ンバータの最初の動作開始は、入力端子１０１をＭＯＳ
ＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０のゲート電極１
２１に繋ぐ抵抗器１１６を通して与えられる。
０の磁化インダクタンスにより誘起されたリンギングは
、Ｒ−Ｃ回路網を介してフィードバックされ、ＭＯＳＦ
ＥＴパワーφスイッチング素子１２０の周期的なターン
・オンを引き起こす。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチン
グ素子１２０のこの周期的なターン・オンは、後述する
ようなピーク電流制御技術を実現する電圧調整回路に応
答する。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０
の周期的なターン・オフは、コレクタ１２６がＭＯ５Ｆ
ＥＴパワー・スイッチング素子１２０のゲート電極に接
続されているバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジス
タ１２５により直接制御される。その電圧調整信号は、
このバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２５
をターン・オンさせ、それからＭＯＳＦＥＴパワー・ス
イッチング素子１２０のターン・オフを開始させる。コ
ンバータの最初の動作開始は、入力端子１０１をＭＯＳ
ＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０のゲート電極１
２１に繋ぐ抵抗器１１６を通して与えられる。
ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０の導通を
開始させるために再生フィードバック巻線１１３により
供給された再生フィードバック電流は、抵抗器１１４と
キャパシタ１１５からなる直列Ｒ−Ｃ回路網を介して、
ターン・オフ駆動トランジスタ１２５のコレクタ１２６
とＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０のゲー
ト電極１２１とに共通な交点に接続されている。二次巻
線１１２が出力電流を整流ダイオード１０６を通して出
力端子１０４へ供給している期間中、二次巻線１１２の
端子間電圧は、再生フィードバック巻線１１３中に反映
して電圧を誘起し、キャパシタ１１５の右側プレートを
再生フィードバック巻線１１３の端子間電圧に帯電させ
る。ダイオード１１８を通して繋がれる充電電流は、キ
ャパシタ１１５の左側プレートを入力端子１０２の電圧
レベルに帯電させる。二次巻線１１２のエネルギーの放
出終了時に、（大抵、ＦＥＴパワー・スイッチ及びトラ
ンス巻線から）磁化インダクタンスと共振する回路に充
電されている寄生容量により、リンギング動作が引き起
こされる。このリンギングによるサージは、キャパシタ
１１５の左側プレートをＭＯＳＦＥＴパワー拳スイッチ
ング素子１２０のターン・オン・スレッシホールド電圧
に駆ａする。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１
２０及び−次巻線１１２を通じて流れる電流は、再生フ
ィードバック＠線１１３の端子間に電圧を生じ、この電
圧はキャパシタ１１５を介してＭＯＳＦＥＴパワー・ス
イッチング素子１２０を更に導通状態に駆動する。
開始させるために再生フィードバック巻線１１３により
供給された再生フィードバック電流は、抵抗器１１４と
キャパシタ１１５からなる直列Ｒ−Ｃ回路網を介して、
ターン・オフ駆動トランジスタ１２５のコレクタ１２６
とＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０のゲー
ト電極１２１とに共通な交点に接続されている。二次巻
線１１２が出力電流を整流ダイオード１０６を通して出
力端子１０４へ供給している期間中、二次巻線１１２の
端子間電圧は、再生フィードバック巻線１１３中に反映
して電圧を誘起し、キャパシタ１１５の右側プレートを
再生フィードバック巻線１１３の端子間電圧に帯電させ
る。ダイオード１１８を通して繋がれる充電電流は、キ
ャパシタ１１５の左側プレートを入力端子１０２の電圧
レベルに帯電させる。二次巻線１１２のエネルギーの放
出終了時に、（大抵、ＦＥＴパワー・スイッチ及びトラ
ンス巻線から）磁化インダクタンスと共振する回路に充
電されている寄生容量により、リンギング動作が引き起
こされる。このリンギングによるサージは、キャパシタ
１１５の左側プレートをＭＯＳＦＥＴパワー拳スイッチ
ング素子１２０のターン・オン・スレッシホールド電圧
に駆ａする。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１
２０及び−次巻線１１２を通じて流れる電流は、再生フ
ィードバック＠線１１３の端子間に電圧を生じ、この電
圧はキャパシタ１１５を介してＭＯＳＦＥＴパワー・ス
イッチング素子１２０を更に導通状態に駆動する。
出力端子１０４．１０５間のＤＣ出力電圧の調整は、ピ
ーク電流制御素子を通して動作する電圧調整フィードバ
ック回路により制御される。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイ
ッチング素子１２０の導通期間の終了は、低抵抗値の電
流検知抵抗器１１７の制御されたスレッシホールド電流
と、フォト・トランジスタ１４５からキャパシタ１２９
へ与えられるフィードバック・エラー電圧との和に到達
することに応答する。この抵抗器１１７とキャパシタ１
２９との電圧は加算され、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ１２５のベース電極１２７へ与えられる
。抵抗器１１７とキャパシタ１２９とに亘る電圧和が、
ベース・エミッタ間ターンーオン・スレッシホールド電
圧（一般的なトランジスタでは、はぼ０．６ボルト）に
達すると、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ
１２５は導通状態にバイアスされ、ＭＯＳＦＥＴパワー
・スイッチング素子１２０のソース・ゲート間容量を放
電させることによりそれを非導通状態にバイアスする。
ーク電流制御素子を通して動作する電圧調整フィードバ
ック回路により制御される。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイ
ッチング素子１２０の導通期間の終了は、低抵抗値の電
流検知抵抗器１１７の制御されたスレッシホールド電流
と、フォト・トランジスタ１４５からキャパシタ１２９
へ与えられるフィードバック・エラー電圧との和に到達
することに応答する。この抵抗器１１７とキャパシタ１
２９との電圧は加算され、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ１２５のベース電極１２７へ与えられる
。抵抗器１１７とキャパシタ１２９とに亘る電圧和が、
ベース・エミッタ間ターンーオン・スレッシホールド電
圧（一般的なトランジスタでは、はぼ０．６ボルト）に
達すると、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ
１２５は導通状態にバイアスされ、ＭＯＳＦＥＴパワー
・スイッチング素子１２０のソース・ゲート間容量を放
電させることによりそれを非導通状態にバイアスする。
二次巻線１１２の導通が終了する時のリンギングの期間
が、ＭＯＳＦＥＴパワー・トランジスタ１２０及び整流
ダイオード１０６の導通期間に較べて短いと仮定した一
次近似によれば、そのデユーティ・サイクルは一定の入
力及び出力電圧に対して一定であり、負荷の調整は周波
数の変化により得られる。
が、ＭＯＳＦＥＴパワー・トランジスタ１２０及び整流
ダイオード１０６の導通期間に較べて短いと仮定した一
次近似によれば、そのデユーティ・サイクルは一定の入
力及び出力電圧に対して一定であり、負荷の調整は周波
数の変化により得られる。
電圧調整フィードバック回路は、出力電圧を監視し、抵
抗器１２８及びキャパシタ１２９の端子間に電圧を発生
して、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２
５のベース電極１２７に電流を印加する。この電圧は、
電流検知抵抗器１１７の端子間に検知された電圧に重畳
される。なお、電流検知抵抗器１１７の電圧は、ＭＯＳ
ＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０を通じて流れる
電流に応じて発生される。ＤＣ出力電圧は、出力端子１
０４．１０５間に接続された抵抗器１３１．１３２から
成る分圧器で検知される。この検知電圧は、リード１３
３により、よく、プログラム可能な精密基準として広く
選定される精密電圧素子１４０の基準制御リード１３５
に接続される。
抗器１２８及びキャパシタ１２９の端子間に電圧を発生
して、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２
５のベース電極１２７に電流を印加する。この電圧は、
電流検知抵抗器１１７の端子間に検知された電圧に重畳
される。なお、電流検知抵抗器１１７の電圧は、ＭＯＳ
ＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０を通じて流れる
電流に応じて発生される。ＤＣ出力電圧は、出力端子１
０４．１０５間に接続された抵抗器１３１．１３２から
成る分圧器で検知される。この検知電圧は、リード１３
３により、よく、プログラム可能な精密基準として広く
選定される精密電圧素子１４０の基準制御リード１３５
に接続される。
その動作においては、精密電圧素子１４０は、アノード
電極１４２に対する基準制御リード１３５の電圧がスレ
ッシホールド値を超えると直ぐに、そのカソード１４１
を電流シンクとして作用するようになる。これらの素子
は、市販されているので、それらの説明は省略する。基
準制御リード１３５とアノード電極１４２とは、出力端
子１０４．１０５間を分路している分圧器の一部である
抵抗器１３２により分路される。出力電圧がその調整さ
れた値を超えると、抵抗器１３２の端子間電圧は、精密
電圧素子１４０を作動させる。フィルター・キャパシタ
１０８から、電流が発光ダイオード１４４を通して引き
出される。発光ダイオード１４４から発光した光は、フ
ォト・トランジスタ１４５が入力端子１０１からの電流
をバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２５の
ベース電極１２７に繋ぐのを可能にし、キャパシタ１２
９と抵抗器１２８の回路の端子間に電圧を発生する。こ
の電圧は抵抗器１１７の端子間に検知された電圧に重畳
され、それにより出力電圧の調整のみならず電流抑制を
も可能にする。
電極１４２に対する基準制御リード１３５の電圧がスレ
ッシホールド値を超えると直ぐに、そのカソード１４１
を電流シンクとして作用するようになる。これらの素子
は、市販されているので、それらの説明は省略する。基
準制御リード１３５とアノード電極１４２とは、出力端
子１０４．１０５間を分路している分圧器の一部である
抵抗器１３２により分路される。出力電圧がその調整さ
れた値を超えると、抵抗器１３２の端子間電圧は、精密
電圧素子１４０を作動させる。フィルター・キャパシタ
１０８から、電流が発光ダイオード１４４を通して引き
出される。発光ダイオード１４４から発光した光は、フ
ォト・トランジスタ１４５が入力端子１０１からの電流
をバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２５の
ベース電極１２７に繋ぐのを可能にし、キャパシタ１２
９と抵抗器１２８の回路の端子間に電圧を発生する。こ
の電圧は抵抗器１１７の端子間に検知された電圧に重畳
され、それにより出力電圧の調整のみならず電流抑制を
も可能にする。
第１図に示されるタイプの自励発振ＤＣ−ＤＣＣ−式−
タは、軽負荷（即ち、定格負荷のほぼ１０％、またはそ
れ以下）で低周波数の振動、あるいはスイッチング・サ
イクルの（即ち、通常バースト現象として認識されてい
る）バーストを引き起こす傾向がある。再生スイッチン
グ駆動を伴うＭＯ８ＦＥＴパワー・スイッチング素子は
、そのバイポーラ−ターンφオフ駆動トランジスタ１２
５のコレクタ電流の増加率が制限されているせいで、不
規則な振動をする。この不規則な振動は、ＤＣ出力電圧
中に大きなリップルを生じさせる（即ち、このリップル
は、普通、特定のリップルを大きく超える）。
タは、軽負荷（即ち、定格負荷のほぼ１０％、またはそ
れ以下）で低周波数の振動、あるいはスイッチング・サ
イクルの（即ち、通常バースト現象として認識されてい
る）バーストを引き起こす傾向がある。再生スイッチン
グ駆動を伴うＭＯ８ＦＥＴパワー・スイッチング素子は
、そのバイポーラ−ターンφオフ駆動トランジスタ１２
５のコレクタ電流の増加率が制限されているせいで、不
規則な振動をする。この不規則な振動は、ＤＣ出力電圧
中に大きなリップルを生じさせる（即ち、このリップル
は、普通、特定のリップルを大きく超える）。
例えば、普通の負荷状態、あるいは高い負荷状態では、
バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２５は、
ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０のゲート
・ソース間寄生容量１７１を完全に放電するのに充分な
期間を持っている。
バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２５は、
ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０のゲート
・ソース間寄生容量１７１を完全に放電するのに充分な
期間を持っている。
ゲート・ソース間寄生容量１７１を通じて放電電流が増
大し得る速度は、電流がＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチ
ング素子１２０を通じて流れる速度で制限され、それゆ
えに検知抵抗器１１７が増大する。
大し得る速度は、電流がＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチ
ング素子１２０を通じて流れる速度で制限され、それゆ
えに検知抵抗器１１７が増大する。
非常に低い電力負荷状悪では、出力を調整するために、
ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０のオン期
間を各サイクル毎に非常に小さい期間に縮小することが
必要である。この短い導通期間は、キャパシタ１１５及
びゲート・ソース間寄生容量１７１の急速放電を必要と
する。バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２
５中のコレクタ電流増加率は、ゲート・ソース間寄生容
量１７１の急速放電を不可能にする。ＭＯＳＦＥＴパワ
ー・スイッチング素子１２０のゲート・ソース間寄生容
量１７１は、基本的にバイポーラ・ターン・オフ駆動ト
ランジスタ１２５中のベース・コレクタ接合を横断して
分路され、且つバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジ
スタ１２５に対する大きなミラー８二として効果的に作
用する。
ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０のオン期
間を各サイクル毎に非常に小さい期間に縮小することが
必要である。この短い導通期間は、キャパシタ１１５及
びゲート・ソース間寄生容量１７１の急速放電を必要と
する。バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２
５中のコレクタ電流増加率は、ゲート・ソース間寄生容
量１７１の急速放電を不可能にする。ＭＯＳＦＥＴパワ
ー・スイッチング素子１２０のゲート・ソース間寄生容
量１７１は、基本的にバイポーラ・ターン・オフ駆動ト
ランジスタ１２５中のベース・コレクタ接合を横断して
分路され、且つバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジ
スタ１２５に対する大きなミラー８二として効果的に作
用する。
それゆえ、抵抗器１１７．１２８及びキャパシタ１２９
を通してバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１
２５のターン・オン動作をバイアスする駆動電流は、そ
のターン・オンを減速するゲート・ソース間寄生容量１
７１により分路される。
を通してバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１
２５のターン・オン動作をバイアスする駆動電流は、そ
のターン・オンを減速するゲート・ソース間寄生容量１
７１により分路される。
この現象は、第３図乃至第５図に示される電流波形及び
電圧波形を参照することにより、容易に理解することが
できる。第３図は、理想的なＮ１０ＳＦＥＴパワー・ス
イッチング素子１２０を通じて流れる、点線３０１で示
される電流（基本的には一次巻線の電流）、及び実線３
０２で示される実際の供給源電流を示す。これら電流間
の差は、ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０
のゲート・ソース間寄生容量１７１中へ流れ込む電流分
である。電流波形３０１．３０２の軌跡は、バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ１２５のベース・エミ
ッタ接合を明確な導通状聾にバイアスするスレッシホー
ルド・レベルに達するまで、はぼ一致している。電流増
加率のこの急激な低下は、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ１２５のベース・エミッタ間電圧の任か
な増加がバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１
２５のコレクタ電流を劇的に増加させるために起きる。
電圧波形を参照することにより、容易に理解することが
できる。第３図は、理想的なＮ１０ＳＦＥＴパワー・ス
イッチング素子１２０を通じて流れる、点線３０１で示
される電流（基本的には一次巻線の電流）、及び実線３
０２で示される実際の供給源電流を示す。これら電流間
の差は、ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０
のゲート・ソース間寄生容量１７１中へ流れ込む電流分
である。電流波形３０１．３０２の軌跡は、バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ１２５のベース・エミ
ッタ接合を明確な導通状聾にバイアスするスレッシホー
ルド・レベルに達するまで、はぼ一致している。電流増
加率のこの急激な低下は、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ１２５のベース・エミッタ間電圧の任か
な増加がバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１
２５のコレクタ電流を劇的に増加させるために起きる。
このコレクタ電流の多くは、ゲート・ラス間寄生容量１
７１を放電することによりゲート電圧を放電させ、それ
によりＭＯＳＦＥＴの内部電流３０１を分路する。線分
３０４て示される差電流は、ゲート・ソース間寄生容量
１７１を放電するために分路される電流である。この放
電期間における供給源電流波形３０２の傾斜は、トラン
ジスタのパラメータにより定まり、理想トランジスタと
同じ傾斜（同じベース・エミッタ間抵抗及び無限大のβ
（電流増幅率））を持つと考えられる。
７１を放電することによりゲート電圧を放電させ、それ
によりＭＯＳＦＥＴの内部電流３０１を分路する。線分
３０４て示される差電流は、ゲート・ソース間寄生容量
１７１を放電するために分路される電流である。この放
電期間における供給源電流波形３０２の傾斜は、トラン
ジスタのパラメータにより定まり、理想トランジスタと
同じ傾斜（同じベース・エミッタ間抵抗及び無限大のβ
（電流増幅率））を持つと考えられる。
極めて低い負荷状態では、電流がＭＯＳＦＥＴパワー・
スイッチング素子１２０を通じて流れる電流の持続期間
が相当縮小される。その一方、ゲート・ソース間寄生容
量１７１の電極間電圧を変化させるのに必要な充電量は
、一定値に維持される。この低負荷状態は、第４因で示
される。理想的すＭＯＳ Ｆ Ｅ Ｔパワー・スイッチ
ング素子１２０を通じて流れる電流３１１、及び殆んど
が電流検知抵抗器１１７を通じて流れる実際の供給源電
流３１２は、より小さいスレッシホールド電流３１３が
得られるまでほぼ一致している。そのゲート・ソース間
寄生容量１７１は、これら二つの電流間の差により放電
される。ここで、このゲート・ソース間寄生容量１７１
を放電させるのに必要な充電量は、陰付けされた領域３
１５で示され、−次近似においては負荷に依存していな
いことが注目される。即ち、第４図（低負荷状態の波形
）に陰付けされた領域で表された充？１ｆｆｉは、第３
図（重負荷状態の波形）のそれとほぼ同一である。
スイッチング素子１２０を通じて流れる電流の持続期間
が相当縮小される。その一方、ゲート・ソース間寄生容
量１７１の電極間電圧を変化させるのに必要な充電量は
、一定値に維持される。この低負荷状態は、第４因で示
される。理想的すＭＯＳ Ｆ Ｅ Ｔパワー・スイッチ
ング素子１２０を通じて流れる電流３１１、及び殆んど
が電流検知抵抗器１１７を通じて流れる実際の供給源電
流３１２は、より小さいスレッシホールド電流３１３が
得られるまでほぼ一致している。そのゲート・ソース間
寄生容量１７１は、これら二つの電流間の差により放電
される。ここで、このゲート・ソース間寄生容量１７１
を放電させるのに必要な充電量は、陰付けされた領域３
１５で示され、−次近似においては負荷に依存していな
いことが注目される。即ち、第４図（低負荷状態の波形
）に陰付けされた領域で表された充？１ｆｆｉは、第３
図（重負荷状態の波形）のそれとほぼ同一である。
これは、第４図にｔ で示される最短のオンｏｎ−
Ｉｌｉｎ 期間を与える。第４図の軽負荷状態に対応するバイポー
ラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２５のベース・エ
ミッタ間電圧の波形は、第５図に示される。ＭＯＳＦＥ
Ｔパワー−スイッチング素子１２０がオフ状態のとき、
そのベース・エミッタ間電圧は、キャパシタ１２９の端
子間における制御電圧に等しく、このオフ期間中はほぼ
一定値３２２である。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチン
グ素子１２０がターン・オンした後、このベース・エミ
ッタ間電圧は、コレクタ電流が大きくなり始めるレベル
３２３に漸増する。このベース・エミッタ間電圧は、Ｍ
ＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０が点３２０
でターン・オフするまで、ミラー効果によりほぼこのレ
ベルに止まる。
Ｉｌｉｎ 期間を与える。第４図の軽負荷状態に対応するバイポー
ラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２５のベース・エ
ミッタ間電圧の波形は、第５図に示される。ＭＯＳＦＥ
Ｔパワー−スイッチング素子１２０がオフ状態のとき、
そのベース・エミッタ間電圧は、キャパシタ１２９の端
子間における制御電圧に等しく、このオフ期間中はほぼ
一定値３２２である。ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチン
グ素子１２０がターン・オンした後、このベース・エミ
ッタ間電圧は、コレクタ電流が大きくなり始めるレベル
３２３に漸増する。このベース・エミッタ間電圧は、Ｍ
ＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０が点３２０
でターン・オフするまで、ミラー効果によりほぼこのレ
ベルに止まる。
このコンバータは、再生動作により自励発振し、且つ負
荷により定まる周波数で動作する。軽負荷状態では、Ｍ
ＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０の導通期間
は極めて短時間である。
荷により定まる周波数で動作する。軽負荷状態では、Ｍ
ＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０の導通期間
は極めて短時間である。
負荷が更に軽くなるとスレッシホールド・レベル３１３
は零に近付き且つそのオン期間はｔ。ｎ−ｍ１ｎより短
くされることが必要である。これに対応してレベル３２
３に近付き、且つバイポーラ・ターン・オフ駆動トラン
ジスタ１２５は、ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素
子１２０のターン・オン期間の全体を超えて導通し続け
られ、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２
５の導通期間は、二次巻線１１２のリンギング期間中に
も継続する。この結果、二次巻線１１２のリンギング期
間中、ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０の
ターン・オンを妨げ、開始抵抗器１１６がゲート容量を
充電してＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０
を導通状態にバイアスするまで、このＭＯＳＦＥＴパワ
ー・スイッチング素子１２０をオフ状態に止まらせる。
は零に近付き且つそのオン期間はｔ。ｎ−ｍ１ｎより短
くされることが必要である。これに対応してレベル３２
３に近付き、且つバイポーラ・ターン・オフ駆動トラン
ジスタ１２５は、ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素
子１２０のターン・オン期間の全体を超えて導通し続け
られ、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ１２
５の導通期間は、二次巻線１１２のリンギング期間中に
も継続する。この結果、二次巻線１１２のリンギング期
間中、ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０の
ターン・オンを妨げ、開始抵抗器１１６がゲート容量を
充電してＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子１２０
を導通状態にバイアスするまで、このＭＯＳＦＥＴパワ
ー・スイッチング素子１２０をオフ状態に止まらせる。
開始プロセスを除き、周期的なこのターン・オンの仕損
じは、全負荷状態でのスイッチング・サイクルより相当
長い期間（即ち、最長導通期間）続き、この期間は通常
多くのサイクルに亘って連続する。この状態は、普通の
スイッチング・プロセスか再び現れるまで続く。幾つか
の再生スイッチング・サイクルの後、ＭＯＳＦＥＴパワ
ー・スイッチング素子１２０は、再び幾つかの連続する
スイッチング・サイクルの間、ターン・オフする。この
現象は、よくバーストと呼ばれる。
じは、全負荷状態でのスイッチング・サイクルより相当
長い期間（即ち、最長導通期間）続き、この期間は通常
多くのサイクルに亘って連続する。この状態は、普通の
スイッチング・プロセスか再び現れるまで続く。幾つか
の再生スイッチング・サイクルの後、ＭＯＳＦＥＴパワ
ー・スイッチング素子１２０は、再び幾つかの連続する
スイッチング・サイクルの間、ターン・オフする。この
現象は、よくバーストと呼ばれる。
（発明の概要）
本発明の自励発振パワー・コンバータは、再生スイッチ
ング作用を伴い、低負荷でのバーストを無くすために、
ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子のゲート・ソー
ス間寄生容量がその主ターン・オフ駆動トランジスタに
与える影響を減少サセ、そのＭＯＳＦＥＴパワー・スイ
ッチング素子のターン・オフを高める回路を有する。本
発明の実施例では、補助駆動トランジスタが前記ＭＯＳ
ＦＥＴパワー・スイッチング素子のゲート・ソース間寄
生８塁を放電するように接続され、このゲート・ソース
間寄生容量が前記ターン・オフ駆動トランジスタに与え
るミラー効果を減らしている。ｉ記Ｍｏ Ｓ Ｆ Ｅ
Ｔパワー・スイッチング素子のゲート・ソース間寄生容
量の放電を高める補助駆動トランジスタを使用すること
により、前記〜１０ＳＦＥＴのターン・オフが強められ
、非常に低負荷状憇時に低いリップル出力を与えるのに
必要な短い導通期間で動作することを可能にする。
ング作用を伴い、低負荷でのバーストを無くすために、
ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子のゲート・ソー
ス間寄生容量がその主ターン・オフ駆動トランジスタに
与える影響を減少サセ、そのＭＯＳＦＥＴパワー・スイ
ッチング素子のターン・オフを高める回路を有する。本
発明の実施例では、補助駆動トランジスタが前記ＭＯＳ
ＦＥＴパワー・スイッチング素子のゲート・ソース間寄
生８塁を放電するように接続され、このゲート・ソース
間寄生容量が前記ターン・オフ駆動トランジスタに与え
るミラー効果を減らしている。ｉ記Ｍｏ Ｓ Ｆ Ｅ
Ｔパワー・スイッチング素子のゲート・ソース間寄生容
量の放電を高める補助駆動トランジスタを使用すること
により、前記〜１０ＳＦＥＴのターン・オフが強められ
、非常に低負荷状憇時に低いリップル出力を与えるのに
必要な短い導通期間で動作することを可能にする。
（実施例の説明）
低負荷での上記不動作状態は、第２図に示すように、Ｍ
ＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子２２０をターン・
オフするターン・オフ駆動回路の利得を高め、且つゲー
ト・ソース間寄生８二２７１によりバイポーラ・ターン
・オフ駆動トランジスタに誘起されるミラー効果を減少
させる回路を付加することにより解決される。付加され
た放電電流は、低負荷でのバースＩ・を無くするために
、バイポーラ・ターン・オフ鳥区動トランジスタ２２５
のターン・オンを高めるゲート・ソース間寄生容量２７
１に印加される。この回路の具体例が、第２図のコンバ
ータ回路中に示される。第２図に示されるこのコンバー
タは、一般的には第１図のものと同様に動作するので、
ここではその動作の説明は省略する。
ＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子２２０をターン・
オフするターン・オフ駆動回路の利得を高め、且つゲー
ト・ソース間寄生８二２７１によりバイポーラ・ターン
・オフ駆動トランジスタに誘起されるミラー効果を減少
させる回路を付加することにより解決される。付加され
た放電電流は、低負荷でのバースＩ・を無くするために
、バイポーラ・ターン・オフ鳥区動トランジスタ２２５
のターン・オンを高めるゲート・ソース間寄生容量２７
１に印加される。この回路の具体例が、第２図のコンバ
ータ回路中に示される。第２図に示されるこのコンバー
タは、一般的には第１図のものと同様に動作するので、
ここではその動作の説明は省略する。
補助駆動トランジスタ２７０が、ＭＯＳＦＥＴパワー・
スイッチング素子２２０のゲート電極２２１とそのソー
ス電極２２２に繋ぐように接続される。補助駆動トラン
ジスタ２７０の制御電極２７２は、バイポーラ・ターン
・オフ駆動トランジスタ２２５からのコレクタ電流に応
答するように接続される。キャパシタ２７４と抵抗器２
７６が、補助駆動トランジスタ２７０のベース・エミッ
タ接合と並列に接続される。この補助駆動トランジスタ
２７０は、特にバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジ
スタ２２５の利得を増大し、ＭＯＳＦＥＴパワー・スイ
ッチング素子２２０のソース・ゲート間寄生容ｆｆ１２
７１及びゲート・ドレイン間寄生容量を再生的に放電し
、更にある程度まで駆動結合キャパシタ２１５を放電す
る。−旦ゲートの放電が開始すると、抵抗器２１７を通
じて加えられた電流は、バイポーラ・ターン・オフ駆動
トランジスタ２２５のターン・オンを促進するように印
加される付加電圧を発生し、そのためバイポーラ・ター
ン・オフ駆動トランジスタ２２５のゲート・ソース間寄
生容量２７１の放電を更に促進する。再生電流の大部分
は、ゲート・ソース間寄生容量２７１及び駆動結合キャ
パシタ２１５からの電流である。
スイッチング素子２２０のゲート電極２２１とそのソー
ス電極２２２に繋ぐように接続される。補助駆動トラン
ジスタ２７０の制御電極２７２は、バイポーラ・ターン
・オフ駆動トランジスタ２２５からのコレクタ電流に応
答するように接続される。キャパシタ２７４と抵抗器２
７６が、補助駆動トランジスタ２７０のベース・エミッ
タ接合と並列に接続される。この補助駆動トランジスタ
２７０は、特にバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジ
スタ２２５の利得を増大し、ＭＯＳＦＥＴパワー・スイ
ッチング素子２２０のソース・ゲート間寄生容ｆｆ１２
７１及びゲート・ドレイン間寄生容量を再生的に放電し
、更にある程度まで駆動結合キャパシタ２１５を放電す
る。−旦ゲートの放電が開始すると、抵抗器２１７を通
じて加えられた電流は、バイポーラ・ターン・オフ駆動
トランジスタ２２５のターン・オンを促進するように印
加される付加電圧を発生し、そのためバイポーラ・ター
ン・オフ駆動トランジスタ２２５のゲート・ソース間寄
生容量２７１の放電を更に促進する。再生電流の大部分
は、ゲート・ソース間寄生容量２７１及び駆動結合キャ
パシタ２１５からの電流である。
この動作は、第６図を参照することにより、容易に理解
できる。即ち、第６図には、理想的なＭＯＳＦＥＴパワ
ー・スイッチング素子２２０を流れる電流４０１及び分
路抵抗器２１７と（抵抗器２２８及びキャパシタ２２９
を通じて）バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ
２２５のベースとを駆動する電流４０２の電流波形が示
されている。電流波形４０１（点線）及び４０２（実線
）は、スレッシホールド・レベル４０３まではほぼ一致
している。補助駆動トランジスタ２７０は、ゲート・ソ
ース間寄生容量２７１及び駆動結合キャパシタ２１５を
放電する通路を与える。
できる。即ち、第６図には、理想的なＭＯＳＦＥＴパワ
ー・スイッチング素子２２０を流れる電流４０１及び分
路抵抗器２１７と（抵抗器２２８及びキャパシタ２２９
を通じて）バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ
２２５のベースとを駆動する電流４０２の電流波形が示
されている。電流波形４０１（点線）及び４０２（実線
）は、スレッシホールド・レベル４０３まではほぼ一致
している。補助駆動トランジスタ２７０は、ゲート・ソ
ース間寄生容量２７１及び駆動結合キャパシタ２１５を
放電する通路を与える。
（他の寄生容量と同様に）駆動結合キャパシタ２１５の
放電から得られる電流は、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ２２５の駆動を高めるピーク・パルス波
形４０７を与える。このようにして、ＭＯＳＦＥＴパワ
ー・スイッチング素子２２０の急速なターン・オフを確
実にすることにより低負荷でのバーストを防止する。
放電から得られる電流は、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ２２５の駆動を高めるピーク・パルス波
形４０７を与える。このようにして、ＭＯＳＦＥＴパワ
ー・スイッチング素子２２０の急速なターン・オフを確
実にすることにより低負荷でのバーストを防止する。
（発明の効果）
本発明の自励発振パワー・コンバータは、再生スイッチ
ング素子い、ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子の
寄生容量が、その主ターン・オフ駆動トランジスタに与
える影響を減少させ、低負荷でのバーストを無くするこ
とができる。
ング素子い、ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子の
寄生容量が、その主ターン・オフ駆動トランジスタに与
える影響を減少させ、低負荷でのバーストを無くするこ
とができる。
第１図は、低負荷でバーストを起こす従来の自励発振パ
ワー・コンバータを示す回路図；第２図は、低負荷でバ
ーストを減少させる本発明の自励発振パワー・コンバー
タを示す回路図；第３図乃至第５図は、第１図のコンバ
ータの種々の部分を流れる電流を表す電流及び電圧波形
図； 第６図は、第２図のコンバータの種々の部分を流れる電
流を表す波形図である。
ワー・コンバータを示す回路図；第２図は、低負荷でバ
ーストを減少させる本発明の自励発振パワー・コンバー
タを示す回路図；第３図乃至第５図は、第１図のコンバ
ータの種々の部分を流れる電流を表す電流及び電圧波形
図； 第６図は、第２図のコンバータの種々の部分を流れる電
流を表す波形図である。
Claims (4)
- （１）ＤＣ電源に接続された入力手段と； 駆動されるべき負荷に接続された出力手段と；ゲート電
極とソース電極間に十分な電極間容量を有し、前記入力
手段から前記出力手段へエネルギが流れるように接続さ
れた主電力導通路を有するＭＯＳＦＥＴパワー・スイッ
チング素子と；前記ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング
素子の導通状態を制御するためにゲート電極に接続され
、前記ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子の前記十
分な電極間容量にまたがってそのベース・コレクタ接合
が接続されたバイポーラ・トランジスタを有し、ゲート
電極とソース電極間の容量が前記バイポーラ・トランジ
スタ・スイッチのコレクタ・ベース接合に対してミラー
容量として作用する駆動回路と； 前記コンバータの自励発振を維持し、且つ前記駆動回路
を介して前記ＭＯＳＦＥＴパワー・スィッチング素子を
再生的に駆動するように動作する再生フィードバック回
路と； 低い出力負荷状態でゲート電極及びソース電極間容量の
電荷が前記バイポーラ・トランジスタの急速なターン・
オフを妨げるのを防止するために、ゲート電極とソース
電極間の容量にのみ並列する主導通路を持つ第二バイポ
ーラ・トランジスタを有し、充電された電荷を前記ゲー
ト電極のソース・ゲート電極間容量から放電させる手段
を有し、前記駆動回路の利得を高める手段と； からなることを特徴とする自励発振コンバータ。 - （２）、前記ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子の
電流を検知する前記バイポーラ・トランジスタのベース
・エミッタ接合がフィードバック制御電圧に接続され；
更に 前記第二バイポーラ・トランジスタが前記バイポーラ・
トランジスタのコレクタ電流に応答することを特徴とす
る請求項１記載の自励発振コンバータ。 - （３）、前記ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチング素子と
直列に接続され、前記バイポーラ・トランジスタを導通
状態にバイアスする電流検知抵抗器を有し；且つ 前記第二バイポーラ・トランジスタが前記バイポーラ・
トランジスタに応答し、前記バイポーラ・トランジスタ
が前記電流検知抵抗器へ再生ベース電流を与えるように
動作することを特徴とする請求項２記載の自励発振コン
バータ。 - （４）、出力電圧のその調節された値からのずれに応じ
たエラー信号を発生するフィードバック回路；と、 前記電流検知抵抗器によって発生された電圧を前記エラ
ー信号の電圧と加算し、その加算電圧を前記バイポーラ
・トランジスタに印加する加算回路と、 からなる電圧調節回路； を有することを特徴とする請求項３記載の自励発振コン
バータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/325,751 US4903182A (en) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | Self-oscillating converter with light load stabilizer |
| US325751 | 1989-03-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02280667A true JPH02280667A (ja) | 1990-11-16 |
| JPH06103991B2 JPH06103991B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=23269283
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2035064A Expired - Fee Related JPH06103991B2 (ja) | 1989-03-20 | 1990-02-15 | 自励発振コンバータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4903182A (ja) |
| EP (1) | EP0389154B2 (ja) |
| JP (1) | JPH06103991B2 (ja) |
| KR (1) | KR900015426A (ja) |
| DE (1) | DE69014688T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6788556B2 (en) | 2002-01-25 | 2004-09-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power source device |
Families Citing this family (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2664735B2 (ja) * | 1988-08-26 | 1997-10-22 | 株式会社東芝 | 高周波加熱装置 |
| JPH0832175B2 (ja) * | 1990-05-31 | 1996-03-27 | 三洋電機株式会社 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
| JP2682202B2 (ja) * | 1990-06-08 | 1997-11-26 | 日本電気株式会社 | 電界効果トランジスタを用いた整流回路 |
| JP2956319B2 (ja) * | 1991-11-07 | 1999-10-04 | 富士電機株式会社 | 電圧駆動形スイッチング素子の逆バイアス制御回路 |
| US5285367A (en) * | 1992-02-07 | 1994-02-08 | Power Integrations, Inc. | Linear load circuit to control switching power supplies under minimum load conditions |
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