JPH0228162B2 - Rezorubanyoruanarogusokudokenshutsuhoho - Google Patents
RezorubanyoruanarogusokudokenshutsuhohoInfo
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- JPH0228162B2 JPH0228162B2 JP24323383A JP24323383A JPH0228162B2 JP H0228162 B2 JPH0228162 B2 JP H0228162B2 JP 24323383 A JP24323383 A JP 24323383A JP 24323383 A JP24323383 A JP 24323383A JP H0228162 B2 JPH0228162 B2 JP H0228162B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- feedback signal
- voltage
- output
- Prior art date
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05D—SYSTEMS FOR CONTROLLING OR REGULATING NON-ELECTRIC VARIABLES
- G05D3/00—Control of position or direction
- G05D3/12—Control of position or direction using feedback
- G05D3/121—Control of position or direction using feedback using synchromachines (selsyns)
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Position Or Direction (AREA)
- Control Of Velocity Or Acceleration (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、レゾルバ移相器を用いた位置決め
サーボ方式の速度帰還信号をアナログ回路によつ
て発生するようにしたレゾルバによるアナログ速
度検出方法に関するものである。
サーボ方式の速度帰還信号をアナログ回路によつ
て発生するようにしたレゾルバによるアナログ速
度検出方法に関するものである。
従来、この種の装置として第１図に示すものが
ある。この図において、は機械側、は制御側
であり、１はモータ、２はレゾルバ移相器（以下
単にレゾルバという）、３はタコジエネレータで
あり、また、１１は位置指令、１２は速度制御ユ
ニツト１３をコントロールするための位置制御回
路、１４は前記レゾルバ２を励振するための励振
基準波、１５はレゾルバ励振回路、１６は前記レ
ゾルバ２からの帰還信号である。
ある。この図において、は機械側、は制御側
であり、１はモータ、２はレゾルバ移相器（以下
単にレゾルバという）、３はタコジエネレータで
あり、また、１１は位置指令、１２は速度制御ユ
ニツト１３をコントロールするための位置制御回
路、１４は前記レゾルバ２を励振するための励振
基準波、１５はレゾルバ励振回路、１６は前記レ
ゾルバ２からの帰還信号である。
第２図はタコジエネレータ３を省略したもの
で、１７は位置帰還信号から速度帰還信号を作る
速度検出回路であり、この詳細を第３図に示す。
で、１７は位置帰還信号から速度帰還信号を作る
速度検出回路であり、この詳細を第３図に示す。
第３図において、２１は前記帰還信号（別名レ
ゾルバフイードバツク）１６の基準位置に対する
位置を判別する位相判別回路（なお、ここでは位
置信号は位相として扱つている。）、２２は前記帰
還信号１６を矩形波に変形するための波形整形回
路、２３ａ，２３ｂは信号の立上りをパルスに変
換する立上りパルス作成回路、２４は信号の立下
りをパルスに変換する立下りパルス作成回路、２
５は前記立上りパルス作成回路２３ａの出力パル
スを電圧のリセツト（零ボルトにセツトする）信
号として、のこぎり波を作成するリセツト付の積
分回路、２６ａ，２６ｂはのこぎり波の電圧を帰
還信号１６の立上りまたは立下りのタイミングで
サンプリングするためのサンプルホールド回路、
２７ａ，２７ｂはサンプリングによつて作成され
た信号を滑らかにするためのフイルタ、２８ａ，
２８ｂは前記フイルタ２７ａ，２７ｂの出力波形
の変化量をそれぞれ検出するための微分回路、２
９は位相判別信号によつて微分回路２８ａ，２８
ｂの出力を切り換えるための切換スイツチで、そ
の出力を速度制御ユニツト１３へ速度帰還信号と
して送る。
ゾルバフイードバツク）１６の基準位置に対する
位置を判別する位相判別回路（なお、ここでは位
置信号は位相として扱つている。）、２２は前記帰
還信号１６を矩形波に変形するための波形整形回
路、２３ａ，２３ｂは信号の立上りをパルスに変
換する立上りパルス作成回路、２４は信号の立下
りをパルスに変換する立下りパルス作成回路、２
５は前記立上りパルス作成回路２３ａの出力パル
スを電圧のリセツト（零ボルトにセツトする）信
号として、のこぎり波を作成するリセツト付の積
分回路、２６ａ，２６ｂはのこぎり波の電圧を帰
還信号１６の立上りまたは立下りのタイミングで
サンプリングするためのサンプルホールド回路、
２７ａ，２７ｂはサンプリングによつて作成され
た信号を滑らかにするためのフイルタ、２８ａ，
２８ｂは前記フイルタ２７ａ，２７ｂの出力波形
の変化量をそれぞれ検出するための微分回路、２
９は位相判別信号によつて微分回路２８ａ，２８
ｂの出力を切り換えるための切換スイツチで、そ
の出力を速度制御ユニツト１３へ速度帰還信号と
して送る。
次に動作について説明する。第１図において、
励振基準波１４をレゾルバ励振回路１５に入力し
励振信号を作り、レゾルバ２を励振し、その出力
が帰還信号１６となる。位置指令１１が位置制御
回路１２に入力されると位置指令１１と帰還信号
１６との間に位置の誤差（位相差）が生ずる。そ
の誤差を電圧に変換して速度指令として速度制御
ユニツト１３に送る。速度制御ユニツト１３は、
その信号とタコジエネレータ３の出力（速度帰還
信号）とを比較させ、速度指令とタコジエネレー
タ３の出力が常に同じ電圧になるようにモータ１
を駆動する。モータ１に結合されたレゾルバ２が
回ることにより帰還信号１６の位相が回転角に応
じて変化する。この帰還信号１６を位置帰還信号
として位置制御回路１２へ帰還することにより位
置制御ループを構成している。すなわち、位置指
令１１が出ている間位置制御回路１２に誤差が生
じその誤差を零にするようにモータ１が回るわけ
である。
励振基準波１４をレゾルバ励振回路１５に入力し
励振信号を作り、レゾルバ２を励振し、その出力
が帰還信号１６となる。位置指令１１が位置制御
回路１２に入力されると位置指令１１と帰還信号
１６との間に位置の誤差（位相差）が生ずる。そ
の誤差を電圧に変換して速度指令として速度制御
ユニツト１３に送る。速度制御ユニツト１３は、
その信号とタコジエネレータ３の出力（速度帰還
信号）とを比較させ、速度指令とタコジエネレー
タ３の出力が常に同じ電圧になるようにモータ１
を駆動する。モータ１に結合されたレゾルバ２が
回ることにより帰還信号１６の位相が回転角に応
じて変化する。この帰還信号１６を位置帰還信号
として位置制御回路１２へ帰還することにより位
置制御ループを構成している。すなわち、位置指
令１１が出ている間位置制御回路１２に誤差が生
じその誤差を零にするようにモータ１が回るわけ
である。
この制御装置で使われているタコジエネレータ
３は、レゾルバ２と同じ回転速度で回つているの
でレゾルバ２からタコジエネレータ３の出力と同
等な信号を得ることが出来ればタコジエネレータ
３を取り除くことが可能である。そこで考えられ
たのが第２図であり、第１図のタコジエネレータ
３の代わりに速度検出回路１７が付加されてい
る。その速度検出回路１７としては、第３図に示
すものがありその回路について構成と動作を第４
図のタイミングチヤートを参照しながら説明す
る。
３は、レゾルバ２と同じ回転速度で回つているの
でレゾルバ２からタコジエネレータ３の出力と同
等な信号を得ることが出来ればタコジエネレータ
３を取り除くことが可能である。そこで考えられ
たのが第２図であり、第１図のタコジエネレータ
３の代わりに速度検出回路１７が付加されてい
る。その速度検出回路１７としては、第３図に示
すものがありその回路について構成と動作を第４
図のタイミングチヤートを参照しながら説明す
る。
第３図において、励振基準波１４の１サイクル
（360゜）毎に立上りパルス作成回路２３ａにより
作成したパルスで積分回路２５をリセツトしての
こぎり波を作成する。一方、波形整形回路２２で
矩形波に整形された帰還信号１６から立上りパル
ス作成回路２３ｂおよび立下りパルス作成回路２
４により立上りおよび立下りパルスを作成し、そ
の信号をサンプルホールド回路２６ａ，２６ｂに
よつてサンプリングを行う。その結果、サンプル
ホールド回路２６ａ，２６ｂの出力には帰還信号
１６と基準信号の周波数差に等しい周波数ののこ
ぎり波が発生する。それらの波形は拡大して見る
と帰還信号１６と同じ周期で階段状になつてお
り、それらをフイルタ２７ａ，２７ｂを通して直
線に近い波形にする。その結果、第４図に示され
る波形Ｂおよび波形Ｃのようになる。サンプル信
号が互いに180゜ずれているので出力波形も互いに
180゜ずれるわけである。さらにそれらを微分回路
２８ａ，２８ｂを通して変化量に比例した電圧を
取り出す。その結果、第４図に示される波形Ｄお
よび波形Ｅのようになる。図のようにのこぎり波
（波形Ｂ，Ｃ）が零ボルトに戻る時に電圧が急変
するので、この部分を使用しないようにする必要
がある。そこで、励振基準波１４と帰還信号１６
の立上りパルス（立上りパルス作成回路２３ｂの
出力）とを位相判別回路２１で判別し、第４図に
示す波形Ａのタイミングで信号を作り、その信号
によつて切換スイツチ２９をON，OFFし、波形
Ｄおよび波形Ｅの信号を切り換える。その結果、
第４図に示される波形Ｆのような直線状の出力を
得ることができる。そして、この出力を速度帰還
信号として速度制御ユニツト１３へ送る。すなわ
ち、励振基準波１４と帰還信号１６との位相差の
変化をのこぎり波状の電圧に変え、その信号を微
分することにより速度帰還信号を作りタコジエネ
レータ３の代わりに速度制御ユニツト１３へ送つ
てモータ１を制御する。
（360゜）毎に立上りパルス作成回路２３ａにより
作成したパルスで積分回路２５をリセツトしての
こぎり波を作成する。一方、波形整形回路２２で
矩形波に整形された帰還信号１６から立上りパル
ス作成回路２３ｂおよび立下りパルス作成回路２
４により立上りおよび立下りパルスを作成し、そ
の信号をサンプルホールド回路２６ａ，２６ｂに
よつてサンプリングを行う。その結果、サンプル
ホールド回路２６ａ，２６ｂの出力には帰還信号
１６と基準信号の周波数差に等しい周波数ののこ
ぎり波が発生する。それらの波形は拡大して見る
と帰還信号１６と同じ周期で階段状になつてお
り、それらをフイルタ２７ａ，２７ｂを通して直
線に近い波形にする。その結果、第４図に示され
る波形Ｂおよび波形Ｃのようになる。サンプル信
号が互いに180゜ずれているので出力波形も互いに
180゜ずれるわけである。さらにそれらを微分回路
２８ａ，２８ｂを通して変化量に比例した電圧を
取り出す。その結果、第４図に示される波形Ｄお
よび波形Ｅのようになる。図のようにのこぎり波
（波形Ｂ，Ｃ）が零ボルトに戻る時に電圧が急変
するので、この部分を使用しないようにする必要
がある。そこで、励振基準波１４と帰還信号１６
の立上りパルス（立上りパルス作成回路２３ｂの
出力）とを位相判別回路２１で判別し、第４図に
示す波形Ａのタイミングで信号を作り、その信号
によつて切換スイツチ２９をON，OFFし、波形
Ｄおよび波形Ｅの信号を切り換える。その結果、
第４図に示される波形Ｆのような直線状の出力を
得ることができる。そして、この出力を速度帰還
信号として速度制御ユニツト１３へ送る。すなわ
ち、励振基準波１４と帰還信号１６との位相差の
変化をのこぎり波状の電圧に変え、その信号を微
分することにより速度帰還信号を作りタコジエネ
レータ３の代わりに速度制御ユニツト１３へ送つ
てモータ１を制御する。
従来のアナログ速度検出方法は以上のように構
成されているので、次のような問題点を有してい
る。
成されているので、次のような問題点を有してい
る。
(1) 微分回路が２８ａと２８ｂの２つあるので、
この回路のオフセツト電圧が異なると特に低速
時に矩形波状のリツプルが発生する。
この回路のオフセツト電圧が異なると特に低速
時に矩形波状のリツプルが発生する。
(2) フイルタ２７ａ，２７ｂがあるため、帰還信
号１６の変化に対し出力の遅れが大きい。
号１６の変化に対し出力の遅れが大きい。
この発明は、上記従来の欠点を除去するために
なされたもので、微分回路を取り除きコンデンサ
とスイツチ等で電圧をリセツトする回路に変える
ことによりフイルタをなくして信号遅れをなく
し、また、回路を一本化してオフセツトの影響を
なくすようにしたアナログ速度検出方法を提供す
るものである。
なされたもので、微分回路を取り除きコンデンサ
とスイツチ等で電圧をリセツトする回路に変える
ことによりフイルタをなくして信号遅れをなく
し、また、回路を一本化してオフセツトの影響を
なくすようにしたアナログ速度検出方法を提供す
るものである。
第５図はこの発明の一実施例を示す構成ブロツ
ク図であり、３１は励振基準波の２倍の周波数の
励振基準波で、分周回路３２で1/2にしてその出
力信号をレゾルバ励振回路１５に入れてレゾルバ
２を励振する。したがつて、励振基準波３１と分
周回路３２を合わせたものが第１図と第３図に示
される励振基準波１４と同じということになる。
３４は位相判別回路３３の出力の立上りおよび立
下り時に帰還信号１６の１サイクル分の幅のパル
スを出す変化検知パルス回路、３５は前記帰還信
号１６の立上りに対しすこし遅れた所にサンプル
用のパルス信号を出すサンプル用パルス作成回
路、３６は前記変化検知パルス化回路３４の出力
の“Ｈ”と“Ｌ”を変換するインバータ、３７は
前記サンプル用パルス作成回路３５の出力パルス
の立下りを使つてその後にパルスを作る立下りパ
ルス作成回路、３８はその出力パルスが位相判別
回路３３が変つた時にパルスだけが出力されない
ようにするための論理をとるアンド回路、３９は
前記位相判別回路３３の出力によつて励振基準波
３１の位相を180゜変化させる正・反転切換回路、
４０は前記正・反転切換回路３９の出力の立上り
でパルスを出力する立上りパルス作成回路、４１
は前記サンプルホールド回路４２ａによつて作ら
れた信号（のこぎり波状になつている）の段階状
の部分の中央から電圧が変化する直前までを零ボ
ルトにし、電圧が変化した時、変化した電圧分が
常に零ボルトに対して出力するようにする電圧リ
セツト回路、４３は前記電圧リセツト回路４１で
作られたパルス状の信号をサンプルホールド回路
４２ａによつて電圧が零ボルト以外のところをサ
ンプリングすることによつて直流電圧にし、その
直流電圧を第１図のタコジエネレータ３と同じ電
圧に増幅する電圧増幅器である。４４はリセツト
付の積分回路、４５は波形整形回路で、帰還信号
１６を出力する。なお、上記３３〜４５で速度検
出回路１７０を構成している。
ク図であり、３１は励振基準波の２倍の周波数の
励振基準波で、分周回路３２で1/2にしてその出
力信号をレゾルバ励振回路１５に入れてレゾルバ
２を励振する。したがつて、励振基準波３１と分
周回路３２を合わせたものが第１図と第３図に示
される励振基準波１４と同じということになる。
３４は位相判別回路３３の出力の立上りおよび立
下り時に帰還信号１６の１サイクル分の幅のパル
スを出す変化検知パルス回路、３５は前記帰還信
号１６の立上りに対しすこし遅れた所にサンプル
用のパルス信号を出すサンプル用パルス作成回
路、３６は前記変化検知パルス化回路３４の出力
の“Ｈ”と“Ｌ”を変換するインバータ、３７は
前記サンプル用パルス作成回路３５の出力パルス
の立下りを使つてその後にパルスを作る立下りパ
ルス作成回路、３８はその出力パルスが位相判別
回路３３が変つた時にパルスだけが出力されない
ようにするための論理をとるアンド回路、３９は
前記位相判別回路３３の出力によつて励振基準波
３１の位相を180゜変化させる正・反転切換回路、
４０は前記正・反転切換回路３９の出力の立上り
でパルスを出力する立上りパルス作成回路、４１
は前記サンプルホールド回路４２ａによつて作ら
れた信号（のこぎり波状になつている）の段階状
の部分の中央から電圧が変化する直前までを零ボ
ルトにし、電圧が変化した時、変化した電圧分が
常に零ボルトに対して出力するようにする電圧リ
セツト回路、４３は前記電圧リセツト回路４１で
作られたパルス状の信号をサンプルホールド回路
４２ａによつて電圧が零ボルト以外のところをサ
ンプリングすることによつて直流電圧にし、その
直流電圧を第１図のタコジエネレータ３と同じ電
圧に増幅する電圧増幅器である。４４はリセツト
付の積分回路、４５は波形整形回路で、帰還信号
１６を出力する。なお、上記３３〜４５で速度検
出回路１７０を構成している。
次に、動作を第６図のタイムチヤートを用いて
説明する。
説明する。
励振基準波３１の位相と帰還信号１６の位相の
位置を位置判別回路３３で判別する。この場合は
Ｄフリツプフロツプを使用し帰還信号１６の立上
りが励振基準波３１の“Ｈ”の位置か“Ｌ”の位
置かを判別する。その出力信号は第６図の波形Ｄ
のようになる。判別した信号は変化検知パルス化
回路３４と正・反転切換回路３９の２ケ所に送ら
れる。正・反転切換回路３９では、上記により送
られた信号により励振基準波３１の位相を0゜と
180゜のどちらか一方を出力する（第６図におい
て、スイツチは全部“Ｈ”でON、“Ｌ”で
OFF・“Ｈ”は電圧が出力することを、“Ｌ”は
電圧が零であることを示す）。なお、切り換える
理由は後述する。正・反転切換回路３９を出た信
号は立上りパルス作成回路４０によりパルス信号
に変換され、そのパルス信号は一定の直流電圧を
入力とする積分回路４４の出力を零ボルトにリセ
ツトする。その結果、この回路の出力は励振基準
波３１に同期した第６図に示す波形Ｆのようなの
こぎり波となる。位相判別回路３３の出力が切り
換わる時点から位相が第７図に示すように180゜変
化するわけである。そうして作られたのこぎり波
をサンプルホールド回路４２ｂに入力しサンプル
信号によつてサンプリングを行う。その時のサン
プル信号は帰還信号１６をサンプル用パルス作成
回路３５に入れて作る。なお、サンプル用パルス
作成回路３５は立下りパルス作成回路と立上りパ
ルス作成回路からなつており、その出力は帰還信
号１６の立下りよりすこし遅れた所にパルス信号
があることになる。サンプルリングされた信号は
第６図に示す波形Ｈおよび波形Ｍのようになる。
なお、波形Ｍは波形Ｈの波形の時間軸（横軸）を
縮め、電圧（縦軸）をほぼ倍にしてある。そし
て、サンプルホールドした信号を電圧リセツト回
路４１に入れる。この回路は入力信号をコンデン
サを通し、その後帰還信号１６の“Ｈ”の位置で
スイツチによつてアースに落とし電圧をリセツト
する。一度リセツトしたあとではリセツト信号が
解除されても入力信号が変化するまで電圧リセツ
ト回路４１の出力電圧は変化せず零ボルトになつ
ているが、入力信号が変化すると出力はその変化
量と同じ電圧が零ボルトより変化するわけであ
る。なお、出力部はオペアンプのボルテージフオ
ロアによつてうけられている。その結果、第６図
に示す波形Ｉのように帰還信号１６と同じ周期の
矩形波となる。また、電圧リセツト回路４１の出
力電圧（波形Ｉ）は入力の変化量と同じ値になり
帰還信号１６の位相の変化速度、つまり励振周波
数と帰還信号１６との周波数差に比例する。
位置を位置判別回路３３で判別する。この場合は
Ｄフリツプフロツプを使用し帰還信号１６の立上
りが励振基準波３１の“Ｈ”の位置か“Ｌ”の位
置かを判別する。その出力信号は第６図の波形Ｄ
のようになる。判別した信号は変化検知パルス化
回路３４と正・反転切換回路３９の２ケ所に送ら
れる。正・反転切換回路３９では、上記により送
られた信号により励振基準波３１の位相を0゜と
180゜のどちらか一方を出力する（第６図におい
て、スイツチは全部“Ｈ”でON、“Ｌ”で
OFF・“Ｈ”は電圧が出力することを、“Ｌ”は
電圧が零であることを示す）。なお、切り換える
理由は後述する。正・反転切換回路３９を出た信
号は立上りパルス作成回路４０によりパルス信号
に変換され、そのパルス信号は一定の直流電圧を
入力とする積分回路４４の出力を零ボルトにリセ
ツトする。その結果、この回路の出力は励振基準
波３１に同期した第６図に示す波形Ｆのようなの
こぎり波となる。位相判別回路３３の出力が切り
換わる時点から位相が第７図に示すように180゜変
化するわけである。そうして作られたのこぎり波
をサンプルホールド回路４２ｂに入力しサンプル
信号によつてサンプリングを行う。その時のサン
プル信号は帰還信号１６をサンプル用パルス作成
回路３５に入れて作る。なお、サンプル用パルス
作成回路３５は立下りパルス作成回路と立上りパ
ルス作成回路からなつており、その出力は帰還信
号１６の立下りよりすこし遅れた所にパルス信号
があることになる。サンプルリングされた信号は
第６図に示す波形Ｈおよび波形Ｍのようになる。
なお、波形Ｍは波形Ｈの波形の時間軸（横軸）を
縮め、電圧（縦軸）をほぼ倍にしてある。そし
て、サンプルホールドした信号を電圧リセツト回
路４１に入れる。この回路は入力信号をコンデン
サを通し、その後帰還信号１６の“Ｈ”の位置で
スイツチによつてアースに落とし電圧をリセツト
する。一度リセツトしたあとではリセツト信号が
解除されても入力信号が変化するまで電圧リセツ
ト回路４１の出力電圧は変化せず零ボルトになつ
ているが、入力信号が変化すると出力はその変化
量と同じ電圧が零ボルトより変化するわけであ
る。なお、出力部はオペアンプのボルテージフオ
ロアによつてうけられている。その結果、第６図
に示す波形Ｉのように帰還信号１６と同じ周期の
矩形波となる。また、電圧リセツト回路４１の出
力電圧（波形Ｉ）は入力の変化量と同じ値になり
帰還信号１６の位相の変化速度、つまり励振周波
数と帰還信号１６との周波数差に比例する。
こうして得られた矩形波状の信号をサンプルホ
ールド回路４２ａに入力してサンプリングを行
い、第６図に示す波形Ｌのように直線にする。こ
の時のサンプル用のパルス信号は、サンプル用パ
ルス作成回路３５の出力信号の立下りで立下りパ
ルス作成回路３７にてパルス信号を作成し、さら
に位相判別回路３３の出力が変化し時点で変化検
地パルス化回路３４から出る。第６図に示す波形
Ｊのような帰還信号１６の１サイクル分のパルス
信号をインバータ３６を通して“Ｈ”と“Ｌ”を
変換して、その信号と先程の立下りパルス作成回
路３７の出力パルスとの論理積をアンド回路３８
を通して作成したものである。サンプルホールド
回路４２ｂによつて作られた電圧はレベルが低す
ぎるため、その後電圧増幅器４３によつて適当な
電圧に増幅して速度帰還信号として速度制御ユニ
ツト１３へ送る。
ールド回路４２ａに入力してサンプリングを行
い、第６図に示す波形Ｌのように直線にする。こ
の時のサンプル用のパルス信号は、サンプル用パ
ルス作成回路３５の出力信号の立下りで立下りパ
ルス作成回路３７にてパルス信号を作成し、さら
に位相判別回路３３の出力が変化し時点で変化検
地パルス化回路３４から出る。第６図に示す波形
Ｊのような帰還信号１６の１サイクル分のパルス
信号をインバータ３６を通して“Ｈ”と“Ｌ”を
変換して、その信号と先程の立下りパルス作成回
路３７の出力パルスとの論理積をアンド回路３８
を通して作成したものである。サンプルホールド
回路４２ｂによつて作られた電圧はレベルが低す
ぎるため、その後電圧増幅器４３によつて適当な
電圧に増幅して速度帰還信号として速度制御ユニ
ツト１３へ送る。
さて、正・反転切換回路３９によつてのこぎり
波の位相を180゜切り換えている理由であるが、の
こぎり波を作る場合にオペアンプ等を使用してい
るため、最高位から零ボルトになるまでに時間が
かかるので、その位置をサンプルパルスが通過す
ると電圧リセツト回路４１の出力が実際の電圧と
逆のしかも大きな電圧が出ることになり、これを
取り除くことが不可能であるため、サンプルパル
スを常にのこぎり波の中央に位置させなければな
らないことになる。しかし、それでも第６図に示
される波形Ｉのように切り換わる時点で一だけ逆
方向に電圧がいくため、変化検知パルス化回路３
４を使用してサンプルホールド回路４２ａでそこ
をサンプルリングしないようにしているわけであ
る。
波の位相を180゜切り換えている理由であるが、の
こぎり波を作る場合にオペアンプ等を使用してい
るため、最高位から零ボルトになるまでに時間が
かかるので、その位置をサンプルパルスが通過す
ると電圧リセツト回路４１の出力が実際の電圧と
逆のしかも大きな電圧が出ることになり、これを
取り除くことが不可能であるため、サンプルパル
スを常にのこぎり波の中央に位置させなければな
らないことになる。しかし、それでも第６図に示
される波形Ｉのように切り換わる時点で一だけ逆
方向に電圧がいくため、変化検知パルス化回路３
４を使用してサンプルホールド回路４２ａでそこ
をサンプルリングしないようにしているわけであ
る。
次に出力電圧と帰還信号の変化量の関係につい
て述べる。なお、励振基準周波数の２倍を２・Ｆ
（Hz）、励振周波数をＦ（Hz）、帰還信号１６の周
波数と励振周波数Ｆ（Hz）との差をF0（Hz）、出
力電圧をV0（Ｖ）、積分回路４４の入力電圧をVI
（Ｖ）、コンデンサをＣ(F)、抵抗をＲ（Ω）とする。
て述べる。なお、励振基準周波数の２倍を２・Ｆ
（Hz）、励振周波数をＦ（Hz）、帰還信号１６の周
波数と励振周波数Ｆ（Hz）との差をF0（Hz）、出
力電圧をV0（Ｖ）、積分回路４４の入力電圧をVI
（Ｖ）、コンデンサをＣ(F)、抵抗をＲ（Ω）とする。
帰還信号１６の周波数は回転速度により変調さ
れＦ±F0（Hz）となるので、電圧増幅器４３のゲ
インをＫとすると、のこぎり波の傾き値Ｄ（Ｖ／
sec）は、 Ｄ＝VI／Ｃ・Ｒ（Ｖ／sec） となり、帰還信号１６が±F0（Hz）で変化してい
る時の帰還信号１６の周期Ｔ（sec）は、 Ｔ＝１／Ｆ±F0 （sec） となる。その時の１サイクルあたりの変化分Δt
（sec）は Δt＝１／Ｆ±F0−１／Ｆ＝〓F0／Ｆ（Ｆ±F0） となる。Ｆの値をF0に比べて充分大きく選べば、 Ｆ±F0≒Ｆ となり、その結果 Δt≒±F0／F2（sec） となる。
れＦ±F0（Hz）となるので、電圧増幅器４３のゲ
インをＫとすると、のこぎり波の傾き値Ｄ（Ｖ／
sec）は、 Ｄ＝VI／Ｃ・Ｒ（Ｖ／sec） となり、帰還信号１６が±F0（Hz）で変化してい
る時の帰還信号１６の周期Ｔ（sec）は、 Ｔ＝１／Ｆ±F0 （sec） となる。その時の１サイクルあたりの変化分Δt
（sec）は Δt＝１／Ｆ±F0−１／Ｆ＝〓F0／Ｆ（Ｆ±F0） となる。Ｆの値をF0に比べて充分大きく選べば、 Ｆ±F0≒Ｆ となり、その結果 Δt≒±F0／F2（sec） となる。
一方サンプルホールド回路４２ｂの基帰信号１
６の１サイクル当りの変化量ΔV（Ｖ）は ΔV＝Ｄ・Δt ＝V1・（±F0）または±F0・V1／Ｃ・Ｒ・
F2 ＝±F0・VI／Ｃ・Ｒ・F2（Ｖ） となる。出力電圧V0は、 V0＝ΔV・Ｋ ＝±F0・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・F2（Ｖ） となり、Ｃ（Ｆ），Ｒ（Ω），Ｆ（Hz），Ｋ，VI（Ｖ）
は常に一定であるので、V0（Ｖ）はF0（Hz）に比
例することになる。F0（Hz）はモータ回転速度に
比例するので、V0もモータ回転速度に比例する
ことになる。かくして、モータ回転速度に比例し
た出力を得ることができ、この出力信号を制御系
の速度帰還信号として使用することができる。
６の１サイクル当りの変化量ΔV（Ｖ）は ΔV＝Ｄ・Δt ＝V1・（±F0）または±F0・V1／Ｃ・Ｒ・
F2 ＝±F0・VI／Ｃ・Ｒ・F2（Ｖ） となる。出力電圧V0は、 V0＝ΔV・Ｋ ＝±F0・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・F2（Ｖ） となり、Ｃ（Ｆ），Ｒ（Ω），Ｆ（Hz），Ｋ，VI（Ｖ）
は常に一定であるので、V0（Ｖ）はF0（Hz）に比
例することになる。F0（Hz）はモータ回転速度に
比例するので、V0もモータ回転速度に比例する
ことになる。かくして、モータ回転速度に比例し
た出力を得ることができ、この出力信号を制御系
の速度帰還信号として使用することができる。
なお、上記実施例では励振基準波３１でのこぎ
り波を作成したが、励振基準周波数を２・Ｆ
（Hz）ではなくＦ／２（Hz）とし、帰還信号１６
にてのこぎり波を作成しても出力電圧の正負が逆
になるだけでなんら差しつかえない。ただ、その
時は電圧増幅器４３のゲインを−Ｋとすればよ
い。
り波を作成したが、励振基準周波数を２・Ｆ
（Hz）ではなくＦ／２（Hz）とし、帰還信号１６
にてのこぎり波を作成しても出力電圧の正負が逆
になるだけでなんら差しつかえない。ただ、その
時は電圧増幅器４３のゲインを−Ｋとすればよ
い。
以上詳細に説明したように、この発明はフイル
タおよび微分回路を取り除き、直接変化量を出力
するようにしたので、高速応答が得られ、回路の
一本化により低速でも高精度の信号が得られる利
点を有する。
タおよび微分回路を取り除き、直接変化量を出力
するようにしたので、高速応答が得られ、回路の
一本化により低速でも高精度の信号が得られる利
点を有する。
第１図は従来のタコジエネレータを使用した位
置制御系のブロツク図、第２図はアナログ速度検
出回路を使用した位置制御系のブロツク図、第３
図は従来のアナログ速度検出方式を示す構成ブロ
ツク図、第４図は第３図のタイムチヤート、第５
図はこの発明の一実施例を示す構成ブロツク図、
第６図は第５図のタイムチヤートである。 図中、１はモータ、２はレゾルバ、１１は位置
指令、１２は位置制御回路、１３は速度制御ユニ
ツト、１４，３１は励振基準波、１５はレゾルバ
励振回路、１６は帰還信号、１７，１７０は速度
検出回路、２１は位相判別回路、２２は波形整形
回路、２３ａ，２３ｂ，４０は立上りパルス作成
回路、２４，３７は立下りパルス作成回路、２
５，４４は積分回路、２６ａ，２６ｂ，４２ａ，
４２ｂはサンプルホールド回路、２７ａ，２７ｂ
はフイルタ、２８ａ，２８ｂは微分回路、２９は
切換スイツチ、３２は分周回路、３３は位相判別
回路、３４は変化検知パルス化回路、３５はサン
プル用パルス作成回路、３６はインバータ、３８
はアンド回路、３９は正・反転切換回路、４１は
電圧リセツト回路、４３は電圧増幅器、４５は波
形整形回路である。なお、図中の同一符号は同一
または相当部分を示す。
置制御系のブロツク図、第２図はアナログ速度検
出回路を使用した位置制御系のブロツク図、第３
図は従来のアナログ速度検出方式を示す構成ブロ
ツク図、第４図は第３図のタイムチヤート、第５
図はこの発明の一実施例を示す構成ブロツク図、
第６図は第５図のタイムチヤートである。 図中、１はモータ、２はレゾルバ、１１は位置
指令、１２は位置制御回路、１３は速度制御ユニ
ツト、１４，３１は励振基準波、１５はレゾルバ
励振回路、１６は帰還信号、１７，１７０は速度
検出回路、２１は位相判別回路、２２は波形整形
回路、２３ａ，２３ｂ，４０は立上りパルス作成
回路、２４，３７は立下りパルス作成回路、２
５，４４は積分回路、２６ａ，２６ｂ，４２ａ，
４２ｂはサンプルホールド回路、２７ａ，２７ｂ
はフイルタ、２８ａ，２８ｂは微分回路、２９は
切換スイツチ、３２は分周回路、３３は位相判別
回路、３４は変化検知パルス化回路、３５はサン
プル用パルス作成回路、３６はインバータ、３８
はアンド回路、３９は正・反転切換回路、４１は
電圧リセツト回路、４３は電圧増幅器、４５は波
形整形回路である。なお、図中の同一符号は同一
または相当部分を示す。
Claims (1)
- １ レゾルバ移相器を使用し、このレゾルバの帰
還信号の位相に基づき位置帰還信号および速度帰
還信号を発生して制御を行う位置決めサーボ方式
において、基準信号により作られたのこぎり波を
前記帰還信号により作られたパルスによつてサン
プルホールドし、それによつて作られた階段状の
信号をコンデンサを通してその信号の中央から変
化する直前までを零ボルトにするようにスイツチ
でアースに落し、それによつて作られたパルス状
の信号をさらにサンプルホールドすることにより
前記速度帰還信号を発生することを特徴とするレ
ゾルバによるアナログ速度検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24323383A JPH0228162B2 (ja) | 1983-12-23 | 1983-12-23 | Rezorubanyoruanarogusokudokenshutsuhoho |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24323383A JPH0228162B2 (ja) | 1983-12-23 | 1983-12-23 | Rezorubanyoruanarogusokudokenshutsuhoho |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60134916A JPS60134916A (ja) | 1985-07-18 |
| JPH0228162B2 true JPH0228162B2 (ja) | 1990-06-21 |
Family
ID=17100812
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24323383A Expired - Lifetime JPH0228162B2 (ja) | 1983-12-23 | 1983-12-23 | Rezorubanyoruanarogusokudokenshutsuhoho |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0228162B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10966554B1 (en) | 2018-12-14 | 2021-04-06 | Netappli Co., Ltd. | Drinking dramatization glass, drinking dramatization system, remote toast counter system, storage medium and drink freeze container |
-
1983
- 1983-12-23 JP JP24323383A patent/JPH0228162B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10966554B1 (en) | 2018-12-14 | 2021-04-06 | Netappli Co., Ltd. | Drinking dramatization glass, drinking dramatization system, remote toast counter system, storage medium and drink freeze container |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60134916A (ja) | 1985-07-18 |
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