JPH0462027B2 - - Google Patents
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- JPH0462027B2 JPH0462027B2 JP59112781A JP11278184A JPH0462027B2 JP H0462027 B2 JPH0462027 B2 JP H0462027B2 JP 59112781 A JP59112781 A JP 59112781A JP 11278184 A JP11278184 A JP 11278184A JP H0462027 B2 JPH0462027 B2 JP H0462027B2
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- voltage
- circuit
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- feedback signal
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
- G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
- G01P3/44—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/16—Controlling the angular speed of one shaft
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、レゾルバ移相器を用いた位置決め
サーボ方式における速度帰還信号をアナログ回路
によつて発生させるようにしたレゾルバによるア
ナログ速度検出方法に関するものである。
サーボ方式における速度帰還信号をアナログ回路
によつて発生させるようにしたレゾルバによるア
ナログ速度検出方法に関するものである。
第３図は、例えば特願昭58−243233号等におい
て提案されている従来のレゾルバによるアナログ
速度検出方法を示すブロツク図であり、図中
（キ）は機械側にあるもので、１はモータ、２は
レゾルバ移相器（以下レゾルバと称す）、１１は
位置指令、１３は位置指令１１からの信号でモー
タ１を速度制御する速度制御ユニツト、１４レゾ
ルバ励振の基準信号を発生する励振基準回路、１
５はレゾルバ２を励振するためのレゾルバ励振回
路、１６はレゾルバ出力を波形整形した帰還信
号、３１は励振基準波の２倍の周波数の励振基準
波で、分周回路３２で1/2にしてその出力信号を
レゾルバ励振回路１５に入れてレゾルバ２を励振
する。３４は位相判別回路３３の出力の立上りお
よび立下り時に帰還信号１６の１サイクル分の幅
のパルスを出す変化検知パルス化回路、３５は前
記帰還信号１６の立上りに対しすこし遅れた所に
サンプル用のパルス信号を出すサンプル用パルス
作成回路、３６は前記変化検知パルス化回路３４
の出力の“Ｈ”と“Ｌ”を変換するインバータ、
３７は前記サンプル用パルス作成回路３５の出力
パルスの立下りを使つてその後にパルスを作る立
下りパルス作成回路、３８はその出力パルスが位
相判別回路３３が変つた時にパルスが出力されな
いようにするための論理積をとるアンド回路、３
９は前記位相判別回路３３の出力によつて励振基
準波３１の位相を180゜変化させる正・反転切換回
路、４０は前記正・反転切換回路３９の出力の立
上りでパルスを出力する立上りパルス作成回路、
４１はサンプルホールド回路４２によつて作られ
た信号（のこぎり波状になつている）の階段状の
部分の中央から電圧が変化する直前までを零ボル
トにし、電圧が変化した時、変化した電圧分が常
に零ボルトに対して出力するようにする電圧リセ
ツト回路、４２ａはサンプルホールド回路であり
電圧リセツト回路４１のパルス状出力電圧が零ボ
ルト以外のところをサンプリングすることによつ
て直流電圧にする。43はその直流電圧を速度制御
に必要な電圧に増幅する電圧増幅器である。４４
はリセツト付の積分回路、４５は波形整形回路
で、帰還信号１６を出力する。以上の様に上記３
３〜４５で速度検出回路を構成している。
て提案されている従来のレゾルバによるアナログ
速度検出方法を示すブロツク図であり、図中
（キ）は機械側にあるもので、１はモータ、２は
レゾルバ移相器（以下レゾルバと称す）、１１は
位置指令、１３は位置指令１１からの信号でモー
タ１を速度制御する速度制御ユニツト、１４レゾ
ルバ励振の基準信号を発生する励振基準回路、１
５はレゾルバ２を励振するためのレゾルバ励振回
路、１６はレゾルバ出力を波形整形した帰還信
号、３１は励振基準波の２倍の周波数の励振基準
波で、分周回路３２で1/2にしてその出力信号を
レゾルバ励振回路１５に入れてレゾルバ２を励振
する。３４は位相判別回路３３の出力の立上りお
よび立下り時に帰還信号１６の１サイクル分の幅
のパルスを出す変化検知パルス化回路、３５は前
記帰還信号１６の立上りに対しすこし遅れた所に
サンプル用のパルス信号を出すサンプル用パルス
作成回路、３６は前記変化検知パルス化回路３４
の出力の“Ｈ”と“Ｌ”を変換するインバータ、
３７は前記サンプル用パルス作成回路３５の出力
パルスの立下りを使つてその後にパルスを作る立
下りパルス作成回路、３８はその出力パルスが位
相判別回路３３が変つた時にパルスが出力されな
いようにするための論理積をとるアンド回路、３
９は前記位相判別回路３３の出力によつて励振基
準波３１の位相を180゜変化させる正・反転切換回
路、４０は前記正・反転切換回路３９の出力の立
上りでパルスを出力する立上りパルス作成回路、
４１はサンプルホールド回路４２によつて作られ
た信号（のこぎり波状になつている）の階段状の
部分の中央から電圧が変化する直前までを零ボル
トにし、電圧が変化した時、変化した電圧分が常
に零ボルトに対して出力するようにする電圧リセ
ツト回路、４２ａはサンプルホールド回路であり
電圧リセツト回路４１のパルス状出力電圧が零ボ
ルト以外のところをサンプリングすることによつ
て直流電圧にする。43はその直流電圧を速度制御
に必要な電圧に増幅する電圧増幅器である。４４
はリセツト付の積分回路、４５は波形整形回路
で、帰還信号１６を出力する。以上の様に上記３
３〜４５で速度検出回路を構成している。
次に、動作を第４図のタイムチヤートを用いて
説明する。
説明する。
励振基準波３１の位相と帰還信号１６の位相の
位置を位置判別回路３３で判別する。この場合は
Ｄフリツプフロツプを使用し帰還信号１６の立上
りが励振基準波３１の“Ｈ”の位置から“Ｌ”の
位置かを判別する。その出力信号は第４図の波形
Ｄのようになる。判別した信号は変化検知パルス
化回路３４と正・反転切換回路３９の２ケ所に送
られる。正・反転切換回路３９では、上記より送
られた信号により励振基準波３１の位相を0゜と
180゜のどちらか一方を出力する（第４図におい
て、スイツチは全部“Ｈ”でON、“Ｌ”でOFF、
“Ｈ”は電圧が出力することを、“Ｌ”は電圧が零
であることを示す）。なお切り換える理由は後述
する。正・反転切換回路３９を出た信号は立上り
パルス作成回路４０によりパルス信号に変換さ
れ、そのパルス信号は一定の直流電圧を入力とす
る積分回路４４の入力を零ボルトにリセツトす
る。その結果、この回路の出力は励振基準波３１
に同期した第４図に示す波形Ｆのようなのこぎり
波となる。位相判別回路３３の出力が切り換わる
時点から位相が第４図に示すように180゜変化する
わけである。そうして作られたのこぎり波をサン
プルホールド回路４２に入力しサンプル信号によ
つてサンプリングを行う。その時のサンプル信号
は帰還信号１６をサンプル用パルス作成回路３５
に入れて作る。なお、サンプル用パルス作成回路
３５は立下りパルス作成回路と立上りパルス作成
回路からなつており、その出力は帰還信号１６の
立下りよりすこし遅れた所にパルス信号があるこ
とになる。サンプリングされた信号は第４図に示
す波形Ｈおよび波形Ｍのようになる。なお、波形
ＭはＨの波形の時間軸（横軸）を縮め、電圧（縦
軸）をほぼ倍にしてある。そして、サンプルホー
ルドした信号を電圧リセツト回路４１に入れる。
この回路は入力信号をコンデンサを通し、その後
帰還信号１６の“Ｈ”の位置でスイツチによつて
アースに落とし電圧をリセツトする。一度リセツ
トしたあとではリセツト信号が解除されても入力
信号が変化するまで電圧リセツト回路４１の出力
電圧は変化せず零ボルトになつているが、入力信
号が変化すると出力はその変化量と同じ電圧が零
ボルトより変化するわけである。なお、出力部は
オペアンプのボルテ−ジフオロアによつてうけら
れている。その結果、第４図に示す波形Ｉのよう
に帰還信号１６と同じ周期の矩形波となる。ま
た、電圧リセツト回路４１の出力電圧（波形Ｉ）
は入力の変化量と同じ値になり帰還信号１６の位
相の変化速度、つまり励振周波数と帰還信号１６
との周波数差に比例する。
位置を位置判別回路３３で判別する。この場合は
Ｄフリツプフロツプを使用し帰還信号１６の立上
りが励振基準波３１の“Ｈ”の位置から“Ｌ”の
位置かを判別する。その出力信号は第４図の波形
Ｄのようになる。判別した信号は変化検知パルス
化回路３４と正・反転切換回路３９の２ケ所に送
られる。正・反転切換回路３９では、上記より送
られた信号により励振基準波３１の位相を0゜と
180゜のどちらか一方を出力する（第４図におい
て、スイツチは全部“Ｈ”でON、“Ｌ”でOFF、
“Ｈ”は電圧が出力することを、“Ｌ”は電圧が零
であることを示す）。なお切り換える理由は後述
する。正・反転切換回路３９を出た信号は立上り
パルス作成回路４０によりパルス信号に変換さ
れ、そのパルス信号は一定の直流電圧を入力とす
る積分回路４４の入力を零ボルトにリセツトす
る。その結果、この回路の出力は励振基準波３１
に同期した第４図に示す波形Ｆのようなのこぎり
波となる。位相判別回路３３の出力が切り換わる
時点から位相が第４図に示すように180゜変化する
わけである。そうして作られたのこぎり波をサン
プルホールド回路４２に入力しサンプル信号によ
つてサンプリングを行う。その時のサンプル信号
は帰還信号１６をサンプル用パルス作成回路３５
に入れて作る。なお、サンプル用パルス作成回路
３５は立下りパルス作成回路と立上りパルス作成
回路からなつており、その出力は帰還信号１６の
立下りよりすこし遅れた所にパルス信号があるこ
とになる。サンプリングされた信号は第４図に示
す波形Ｈおよび波形Ｍのようになる。なお、波形
ＭはＨの波形の時間軸（横軸）を縮め、電圧（縦
軸）をほぼ倍にしてある。そして、サンプルホー
ルドした信号を電圧リセツト回路４１に入れる。
この回路は入力信号をコンデンサを通し、その後
帰還信号１６の“Ｈ”の位置でスイツチによつて
アースに落とし電圧をリセツトする。一度リセツ
トしたあとではリセツト信号が解除されても入力
信号が変化するまで電圧リセツト回路４１の出力
電圧は変化せず零ボルトになつているが、入力信
号が変化すると出力はその変化量と同じ電圧が零
ボルトより変化するわけである。なお、出力部は
オペアンプのボルテ−ジフオロアによつてうけら
れている。その結果、第４図に示す波形Ｉのよう
に帰還信号１６と同じ周期の矩形波となる。ま
た、電圧リセツト回路４１の出力電圧（波形Ｉ）
は入力の変化量と同じ値になり帰還信号１６の位
相の変化速度、つまり励振周波数と帰還信号１６
との周波数差に比例する。
こうして得られた矩形波状の信号をサンプルホ
ールド回路４２ａに入力しサンプリングを行い、
第４図に示す波形Ｌのような直線にする。この時
のサンプル用のパルス信号は、サンプル用パルス
作成回路３５の出力信号の立下りで立下りパルス
作成回路３７にてパルス信号を作成し、さらに位
相判別回路３３の出力が変化した時点で変化検知
パルス化回路３４から出る第４図波形Ｊのような
帰還信号１６の１サイクル分のパルス信号をイン
バータ３６を通して“Ｈ”と“Ｌ”を変換して、
その信号と先程の立下りパルス作成回路３７の出
力パルスとの論理積をアンド回路３８を通して作
成したものである。サンプルホールド回路４２ａ
によつて作られた電圧は電圧増幅器４３によつて
適当な電圧に増幅して速度帰還信号として速度制
御ユニツト１３へ送る。
ールド回路４２ａに入力しサンプリングを行い、
第４図に示す波形Ｌのような直線にする。この時
のサンプル用のパルス信号は、サンプル用パルス
作成回路３５の出力信号の立下りで立下りパルス
作成回路３７にてパルス信号を作成し、さらに位
相判別回路３３の出力が変化した時点で変化検知
パルス化回路３４から出る第４図波形Ｊのような
帰還信号１６の１サイクル分のパルス信号をイン
バータ３６を通して“Ｈ”と“Ｌ”を変換して、
その信号と先程の立下りパルス作成回路３７の出
力パルスとの論理積をアンド回路３８を通して作
成したものである。サンプルホールド回路４２ａ
によつて作られた電圧は電圧増幅器４３によつて
適当な電圧に増幅して速度帰還信号として速度制
御ユニツト１３へ送る。
さて、正・反転切換回路３９によつてのこぎり
波の位相を180゜切り換えている理由であるが、の
こぎり波を作る場合にオペアンプ等を使用してい
るため、最高位から零ボルトになるまでに時間が
かかるので、その位置をサンプルパルスが通過す
ると電圧リセツト回路４１の出力が実際の電圧と
逆のしかも大きな電圧が出ることになり、これを
取り除くことが不可能であるため、サンプルパル
スを常にのこぎり波の中央に位置させなければな
らないことになる。しかし、それでも第４図に示
される波形Ｉのように切り換わる時点で一度だけ
で逆方向に電圧がいくため、変化検出パルス化回
路３４を使用してサンプルホールド回路４２ａで
そこをサンプリングしないようにしているわけで
ある。
波の位相を180゜切り換えている理由であるが、の
こぎり波を作る場合にオペアンプ等を使用してい
るため、最高位から零ボルトになるまでに時間が
かかるので、その位置をサンプルパルスが通過す
ると電圧リセツト回路４１の出力が実際の電圧と
逆のしかも大きな電圧が出ることになり、これを
取り除くことが不可能であるため、サンプルパル
スを常にのこぎり波の中央に位置させなければな
らないことになる。しかし、それでも第４図に示
される波形Ｉのように切り換わる時点で一度だけ
で逆方向に電圧がいくため、変化検出パルス化回
路３４を使用してサンプルホールド回路４２ａで
そこをサンプリングしないようにしているわけで
ある。
次に出力電圧と帰換信号の変化量の関係につい
て述べる。なお、励振基準周波数の２倍を２・Ｆ
（Hz），励振周波数をＦ（Hz），帰還信号１６の周波
数と励振周波数Ｆ（Hz）との差Fp（Hz），出力電圧
をVp（Ｖ），積分回路４４の入力電圧をVI（Ｖ），
コンデンサをＣ（Ｆ），抵抗をＲ（Ω）とする。
て述べる。なお、励振基準周波数の２倍を２・Ｆ
（Hz），励振周波数をＦ（Hz），帰還信号１６の周波
数と励振周波数Ｆ（Hz）との差Fp（Hz），出力電圧
をVp（Ｖ），積分回路４４の入力電圧をVI（Ｖ），
コンデンサをＣ（Ｆ），抵抗をＲ（Ω）とする。
帰還信号１６の周波数は回転速度により変調さ
れＦ±Fp（Hz）となるので、電圧増幅器４３のゲ
インをＫとすると、のこぎり波の傾き値Ｄ（Ｖ／
sec）は Ｄ＝VI／Ｃ・Ｒ（Ｖ／sec） となり、帰還信号１６が±Ｆ齧p（Hz）で変化し
ている時の帰還信号１６の周期Ｔ（sec）は、 Ｔ＝１／Ｆ±Fp（sec） となる。その時の１サイクルあたりの変化分Δt
（sec）は Δt＝１／Ｆ±Fp−１／Ｆ＝〓Fp／Ｆ（Ｆ±Fp） となる。Ｆの値をFpに比べて充分大きく選べば、 Ｆ±Fp≒Ｆ となり、その結果 Δt≒±Fp／F2（sec） となる。
れＦ±Fp（Hz）となるので、電圧増幅器４３のゲ
インをＫとすると、のこぎり波の傾き値Ｄ（Ｖ／
sec）は Ｄ＝VI／Ｃ・Ｒ（Ｖ／sec） となり、帰還信号１６が±Ｆ齧p（Hz）で変化し
ている時の帰還信号１６の周期Ｔ（sec）は、 Ｔ＝１／Ｆ±Fp（sec） となる。その時の１サイクルあたりの変化分Δt
（sec）は Δt＝１／Ｆ±Fp−１／Ｆ＝〓Fp／Ｆ（Ｆ±Fp） となる。Ｆの値をFpに比べて充分大きく選べば、 Ｆ±Fp≒Ｆ となり、その結果 Δt≒±Fp／F2（sec） となる。
一方、サンプルホールド回路４２の基準信号の
１サイクル当の変化量ΔV（Ｖ）は ΔV＝Ｄ・Δt ＝VI・±Fp／Ｃ・Ｒ・F2 ＝±Fp・VI／Ｃ・Ｒ・F2（Ｖ） となる。出力電圧Vpは、 Vp＝ΔV・Ｋ ＝±Fp・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・F2（Ｖ） となり、Ｃ（Ｆ），Ｒ（Ω），Ｆ（Hz），Ｋ，V1（Ｖ）
は常に一定であるのでVp（Ｖ）はFp（Hz）に比例
することになる。Fp（Hz）はモータ回転速度に比
例するので、Vpもモータ回転速度に比例するこ
とになる。かくして、モータ回転速度に比例した
出力を得ることができ、この出力信号を制御系の
速度帰還信号として使用することができる。
１サイクル当の変化量ΔV（Ｖ）は ΔV＝Ｄ・Δt ＝VI・±Fp／Ｃ・Ｒ・F2 ＝±Fp・VI／Ｃ・Ｒ・F2（Ｖ） となる。出力電圧Vpは、 Vp＝ΔV・Ｋ ＝±Fp・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・F2（Ｖ） となり、Ｃ（Ｆ），Ｒ（Ω），Ｆ（Hz），Ｋ，V1（Ｖ）
は常に一定であるのでVp（Ｖ）はFp（Hz）に比例
することになる。Fp（Hz）はモータ回転速度に比
例するので、Vpもモータ回転速度に比例するこ
とになる。かくして、モータ回転速度に比例した
出力を得ることができ、この出力信号を制御系の
速度帰還信号として使用することができる。
以上の構成を有する従来のアナログ速度検出方
法においては、帰還信号１６の周波数変化が励振
基準周波数に比べ小さい時には精度のよい出力電
圧が得られるが、高速（すなわちモータ定格速
度、或はその速度に近い速度）運転時に周波数変
化が大きくなると、Ｆ±Fp≒Ｆの近似式の誤差が
大きくなり、出力電圧精度が下がるという欠点が
あつた。
法においては、帰還信号１６の周波数変化が励振
基準周波数に比べ小さい時には精度のよい出力電
圧が得られるが、高速（すなわちモータ定格速
度、或はその速度に近い速度）運転時に周波数変
化が大きくなると、Ｆ±Fp≒Ｆの近似式の誤差が
大きくなり、出力電圧精度が下がるという欠点が
あつた。
この発明はかかる欠点を解消する目的でなされ
たもので、従来方法によつて得られる出力電圧、
すなわち速度帰還信号を、レゾルバ帰還信号の周
波数変調分で除算して補正しもつていかなる回転
数においても回転数に正確に比例した出力電圧が
得られるレゾルバによるアナログ速度検出方法を
提案するものである。
たもので、従来方法によつて得られる出力電圧、
すなわち速度帰還信号を、レゾルバ帰還信号の周
波数変調分で除算して補正しもつていかなる回転
数においても回転数に正確に比例した出力電圧が
得られるレゾルバによるアナログ速度検出方法を
提案するものである。
以下、第１図及び第２図によつてこの発明の一
実施例を説明する。
実施例を説明する。
図中、第３図及び第４図と同一符号は同一又は
相当部分を示し、３７ａは立上りパルス作成回路
４０の出力の立下りでパルスを作る立下りパルス
作成回路、４６は立上りパルス作成回路４０の出
力で積分回路４４の出力をサンプリングしさらに
ゲインを合わせるため分圧して出力を出す除算信
号作成回路、４７は電圧リセツト回路４１の出力
を割算するための除算器である。
相当部分を示し、３７ａは立上りパルス作成回路
４０の出力の立下りでパルスを作る立下りパルス
作成回路、４６は立上りパルス作成回路４０の出
力で積分回路４４の出力をサンプリングしさらに
ゲインを合わせるため分圧して出力を出す除算信
号作成回路、４７は電圧リセツト回路４１の出力
を割算するための除算器である。
なお、第１図における信号Ａは、第２図に示す
ように第３図における信号Ａの周波数の1/4分周
（即ち励振周波数の1/2分周）に変えてあり、さら
に第１図においては、第３図の信号Ａと信号Ｃと
を入れ換えてある。
ように第３図における信号Ａの周波数の1/4分周
（即ち励振周波数の1/2分周）に変えてあり、さら
に第１図においては、第３図の信号Ａと信号Ｃと
を入れ換えてある。
次に作用について説明する。
第１図において、除算器４７が無い場合の電圧
増幅器４３の出力Vpは、 vp＝±Fp・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・Ｆ・（Ｆ±Fp）（Ｖ） で表わされる。
増幅器４３の出力Vpは、 vp＝±Fp・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・Ｆ・（Ｆ±Fp）（Ｖ） で表わされる。
ここで、低速（すなわちモータ停止に近い速
度）回転時は Ｆ±Fp≒Ｆ と近似できるので、増幅器１３の出力Vpは Vp＝±Fp・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・F2（Ｖ） となり、回転速度に比例した出力を得ることがで
きる。ところが、高速回転時はFp（Hz）が大きく
なる為近似誤差が大きくなる。即ち、出力は理想
的な速度比例電圧のＦ／（Ｆ±Fp）倍になる。
度）回転時は Ｆ±Fp≒Ｆ と近似できるので、増幅器１３の出力Vpは Vp＝±Fp・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・F2（Ｖ） となり、回転速度に比例した出力を得ることがで
きる。ところが、高速回転時はFp（Hz）が大きく
なる為近似誤差が大きくなる。即ち、出力は理想
的な速度比例電圧のＦ／（Ｆ±Fp）倍になる。
従つて、Ｆ／（Ｆ±Fp）を何等かの方法で補正
すれば、回転数と出力電圧とが完全に比例するこ
とになる。
すれば、回転数と出力電圧とが完全に比例するこ
とになる。
さて、帰還信号１６のタイミングで積分回路４
４をリセツトした場合、その出力のピーク電圧
Vp（Ｖ）は、 Vp＝VI／Ｃ・Ｒ・（Ｆ±Fp）（Ｖ） となる。
４をリセツトした場合、その出力のピーク電圧
Vp（Ｖ）は、 Vp＝VI／Ｃ・Ｒ・（Ｆ±Fp）（Ｖ） となる。
このピーク電圧Vpを抵抗で１／Ｇに分圧（Ｇ
の大きさは増幅器４３の入力が適当な値になるよ
うに設定する）すると、その分圧電圧VB（Ｖ）
は、 VB＝VI／Ｃ・Ｒ・（Ｆ±Fp）・Ｇ（Ｖ） となる。
の大きさは増幅器４３の入力が適当な値になるよ
うに設定する）すると、その分圧電圧VB（Ｖ）
は、 VB＝VI／Ｃ・Ｒ・（Ｆ±Fp）・Ｇ（Ｖ） となる。
ここで、電圧リセツト回路４１とサンプルホー
ルド回路４２ａとの間に除算器４７を挿入し、分
圧電圧VBで電圧リセツト回路４１の出力を割算
すれば、出力電圧Vp（Ｖ）は、 Vp＝±Fp・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・Ｆ・（Ｆ±Fp）÷
VI／Ｃ・Ｒ・（Ｆ±Fp）・Ｇ ＝±Fp・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・Ｆ（Ｆ±Fp）×Ｃ
・Ｒ・（Ｆ±Fp）・Ｇ／VI＝±Fp・Ｋ・Ｇ／Ｆ（Ｖ） となる。即ち出力電圧Vpは正確に±Fpに比例し
た出力となる。
ルド回路４２ａとの間に除算器４７を挿入し、分
圧電圧VBで電圧リセツト回路４１の出力を割算
すれば、出力電圧Vp（Ｖ）は、 Vp＝±Fp・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・Ｆ・（Ｆ±Fp）÷
VI／Ｃ・Ｒ・（Ｆ±Fp）・Ｇ ＝±Fp・Ｋ・VI／Ｃ・Ｒ・Ｆ（Ｆ±Fp）×Ｃ
・Ｒ・（Ｆ±Fp）・Ｇ／VI＝±Fp・Ｋ・Ｇ／Ｆ（Ｖ） となる。即ち出力電圧Vpは正確に±Fpに比例し
た出力となる。
ここで、±Fpは回転数に比例しているので、出
力電圧Vpも回転数に比例することになる。従つ
て増幅器４３のゲインＫ又は分圧比Ｇを調節する
ことにより、所望の速度に比例した電圧を得るこ
とができる。
力電圧Vpも回転数に比例することになる。従つ
て増幅器４３のゲインＫ又は分圧比Ｇを調節する
ことにより、所望の速度に比例した電圧を得るこ
とができる。
なお、上記実施例では積分回路４４の出力ピー
ク電圧をサンプルホールドするものについて説明
したが、別に微分回路を作り、それをサンプルホ
ールドして除算器４７に代えて乗算器を用いるよ
うにすることも可能である。
ク電圧をサンプルホールドするものについて説明
したが、別に微分回路を作り、それをサンプルホ
ールドして除算器４７に代えて乗算器を用いるよ
うにすることも可能である。
以上説明したようにこの発明は、従来方法によ
り得られる速度帰還信号を、レゾルバ帰還信号の
周波数変調分で除算して補正するようにしている
ので、いかなる回転数においても回転数に正確に
比例した出力電圧が得られ、高精度な速度検出を
行なうことができる効果がある。
り得られる速度帰還信号を、レゾルバ帰還信号の
周波数変調分で除算して補正するようにしている
ので、いかなる回転数においても回転数に正確に
比例した出力電圧が得られ、高精度な速度検出を
行なうことができる効果がある。
第１図は月この発明に係るレゾルバによるアナ
ログ速度検出方法を示すブロツク図、第２図はそ
のタイムチヤート、第３図は従来のアナログ速度
検出方法を示す第１図相当図、第４図はそのタイ
ムチヤートを示す第２図相当図である。 １……モータ、２……レゾルバ、１３……速度
制御ユニツト、１４……励振基準回路、１６……
帰還信号、３７ａ……立下りパルス作成回路、４
１……電圧リセツト回路、４２，４２ａ……サン
プルホールド回路、４４……積分回路、４６……
除算信号作成回路、４７……除算器、なお各図
中、同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。
ログ速度検出方法を示すブロツク図、第２図はそ
のタイムチヤート、第３図は従来のアナログ速度
検出方法を示す第１図相当図、第４図はそのタイ
ムチヤートを示す第２図相当図である。 １……モータ、２……レゾルバ、１３……速度
制御ユニツト、１４……励振基準回路、１６……
帰還信号、３７ａ……立下りパルス作成回路、４
１……電圧リセツト回路、４２，４２ａ……サン
プルホールド回路、４４……積分回路、４６……
除算信号作成回路、４７……除算器、なお各図
中、同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。
Claims (1)
- １ レゾルバ移相器を使用し、このレゾルバの帰
還信号の位相に基づき位置帰還信号及び速度帰還
信号を発生させて制御を行なうものにおいて、レ
ゾルバの帰還信号により作られたのこぎり波を上
記レゾルバの励振基準信号により作られたパルス
によつてサンプルホールドし、これにより作られ
た階段状の信号をコンデンサを通してその信号の
中央から変化する直前までを零ボルトにするよう
にスイツチでアースに落とし、地絡時に発生する
逆方向電圧のパルス状信号のサンプルホールドを
阻止すると共に、その後に発生するパルス状の信
号をさらにサンプルホールドすることにより前記
速度帰還信号を発生させ、さらにこの速度帰還信
号を上記レゾルバ帰還信号の周波数変調成分を基
に除算して補正することを特徴とするレゾルバに
よるアナログ速度検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59112781A JPS60256060A (ja) | 1984-06-01 | 1984-06-01 | レゾルバによるアナログ速度検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59112781A JPS60256060A (ja) | 1984-06-01 | 1984-06-01 | レゾルバによるアナログ速度検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60256060A JPS60256060A (ja) | 1985-12-17 |
| JPH0462027B2 true JPH0462027B2 (ja) | 1992-10-02 |
Family
ID=14595335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59112781A Granted JPS60256060A (ja) | 1984-06-01 | 1984-06-01 | レゾルバによるアナログ速度検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60256060A (ja) |
-
1984
- 1984-06-01 JP JP59112781A patent/JPS60256060A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60256060A (ja) | 1985-12-17 |
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