JPH0228935B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ヘテロダイン形受信測定器の内部分
解能帯域幅フイルタの特性変化による離調のずれ
を正し、２チヤンネル間の位相の誤差を測定器自
身で自動補正するようにした位測定用受信装置に
関するものである。

（従来の技術） 従来の一般的ヘテロダイン形受信機を備えた測
定器、例えば選択レベルメータやスペクトラムア
ナライザは、第６図に示された回路構成が採用さ
れている。

第６図において、入力端子１０１から入力した
被測定入力信号は、受信機内部の局部発振器１０
２の出力信号とミクサ１０３で混合され、中間周
波信号（IF信号）がミクサ１０３の出力に発生
する。中間周波信号は分解能帯域幅フイルタ１０
４により帯域制限され、さらに検波器１０５で検
波される。そしてアナログ−デイジタル変換部１
０６でデイジタル信号に変換され、データ処理部
１０７で計算処理後、CRT表示装置１０８に表
示される。

また、第７図はヘテロダイン形受信機を備えた
従来の一般的ネツトワーク／スペクトラムアナラ
イザの回路構成である。

ネツトワーク／スペクトラムアナライザはＲチ
ヤンネル入力端子１０９とＴチヤンネル入力端子
１１０の２つの入力端子を持つている。この２つ
の端子から入力された両チヤンネルの被測定入力
信号は、ミクサ１１２，１１３にそれぞれ入力さ
れ、該ミクサ１１２，１１３で共通の内部局部発
振器１１１の出力信号と混合される。そして各々
分解能帯域幅フイルタ１１４，１１５で帯域制限
され、さらに検波器１１６，１１７で検波され
る。そしてアナログ−デイジタル変換部１１８で
デイジタル信号に変換され、データ処理部１１９
で計算処理後、CRT表示装置１２０に表示され
る。なお位相測定の場合は、両チヤンネルの被測
定入力信号を位相検波器１２１に加えて、位相差
をアナログ電圧として得、これをアナログ−デイ
ジタル変換部１１８がデイジタル信号に変換す
る。そしてデータ処理部１１９で計算処理後、
CRT表示装置１２０に表示される。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、従来のような回路構成による方
式では、第８図に示すように、分解能帯域幅フイ
ルタの温度ドリフトや経年変化等によるフイルタ
中心周波数の変化、すなわち離調に対して著しい
欠点があつた。

第７図のヘテロダイン形受信機を備えた従来の
一般的ネツトワーク／スペクトラムアナライザの
回路構成において位相特性を測定する場合、各チ
ヤンネルの分解能帯域幅フイルタ１１４，１１５
の離調により、位相特性に誤差が生じる欠点があ
つた。

本発明は上記の欠点を解決することを目的とし
ており、内部に少なくとも周波数の安定な基準発
振器を備え、局部発振器の周波数を掃引させるこ
とにより、基準信号に対する分解能帯域幅フイル
タの離調曲線を測定する。そしてレベルピーク点
の周波数のずれを検出するとともに、該周波数の
ずれに基づいて分解能帯域幅フイルタの同調周波
数を変化させて中間周波数に一致させる。この同
調した状態の下で同一の基準信号に対する２チヤ
ンネル間の標準位相を求めておき、該標準位相を
用いて２チヤンネル間の測定位相の誤差を自動的
に補正する位相測定用受信装置を提供することを
目的としている。

（問題を解決するための手段） そのため本発明の位相測定用受信装置は基準と
なるべき信号を通過させる第１のチヤンネルと測
定すべき位相差をもつ信号を通過させる第２のチ
ヤンネルとを備えた位相測定用受信装置におい
て、測定基準となる所定の周波数を発生させる基
準発振器と、被測定入力信号と該基準発振器の出
力信号とを選択的に切り換えて出力する入力切換
手段と、可変局部発振器と、各チヤンネルにそれ
ぞれ備えられ、該入力切換手段の出力信号と該局
部発振器の出力信号とを受け中間周波数f₀を出力
する第１のチヤンネル用及び第２のチヤンネル用
ミクサと、各チヤンネルにそれぞれ備えられ、各
チヤンネル用ミクサの出力信号を受け前記中間周
波数f₀に同調可能な可変同調形の第１のチヤンネ
ル用及び第２のチヤンネル用バンドパスフイルタ
と、前記入力切換手段が該基準発振器の出力信号
を出力したとき、該局部発振器の発振周波数を漸
進的に増加又は減少の変化をさせて各チヤンネル
用バンドパスフイルタの出力信号をそれぞれ検知
することによりバンドパスフイルタ特性のレベル
ピーク位置をそれぞれ検出する第１のチヤンネル
用及び第２のチヤンネル用レベルピーク位置検出
手段と、検知されたそれぞれのピーク位置に基づ
いて、予め各チヤンネル用バンドパスフイルタの
ピークレベル変遷特性がそれぞれ格納されている
同調曲線テーブルを参照し、該同調曲線テーブル
から各チヤンネル用バンドパスフイルタの同調周
波数を該中間周波数f₀に一致させる第１のチヤン
ネル用及び第２のチヤンネル用トラツキング手段
と、該中間周波数f₀に一致させたときの各チヤン
ネル用バンドパスフイルタのピーク位置における
位相差を検出する位相差検出手段と、該検出され
た位相差を記憶する記憶手段と該入力切換手段が
被測定入力信号を出力したときは、該記憶手段に
より記憶されている位相差によつて各チヤンネル
の出力信号の位相差を補正演算する補正手段とか
ら成る自動離調補正手段を備えたことを特徴とし
ている。以下図面を参照しながら本発明を説明す
る。

第１図は本発明に係る位相測定用受信装置の一
実施例構成、第２図はフイルタの同調を変化させ
る分解能帯域幅フイルタの一実施例回路構成、第
３図は当初の可変容量ダイオード印加電圧−周波
数同調曲線、第４図は同調周波数の変化を説明し
ている説明図、第５図は本発明に係る位相測定用
受信装置が用いられているネツトワーク／スペク
トラムアナライザの一実施例構成を示している。

第１図において、１は基準発振器、２ａ，２ｂ
は入力切換手段、３は可変局部発振器、４ａ，４
ｂはミクサ、５ａ，５ｂはバンドパスフイルタ、
６はレベルピーク位置検出手段、７はトラツキン
グ手段、８は同調曲線テーブル、１０は補正演算
手段、１２は位相検波器、１３は標準位相記憶手
段、１６はアナログ−デイジタル変換部、１８は
表示手段、１９ａ，１９ｂは検波器である。

可変局部発振器３は周波数分解度の高い、例え
ばシンセサイザ方式のものが用いられ、基準発振
器１は前記可変局部発振器３と位相同期し、その
周波数の安定化がはかられている発振器である。

バンドパスフイルタ５ａ，５ｂは分解能帯域幅
フイルタ、すなわちRBWフイルタであつて該分
解能帯域幅フイルタの構成素子に、第２図に示さ
れた如く、可変容量ダイオード６１が用いられて
いる。該可変容量ダイオードに印加する電圧によ
つてフイルタの同調周波数のピーク位置が変化す
る。なお第２図において６２は水晶である。

トラツキング手段７は、バンドパスフイルタ５
ａ，５ｂの各出力レベルがピークとなる同調周波
数をミクサ４ａ，４ｂの中間周波数f₀に一致させ
る役目を果すものであり、その中間周波数f₀に一
致させる手段として、前記説明の如く、可変容量
ダイオード６１へ印加する電圧を供給する。

レベルピーク位置検出手段６は、基準発振器１
の基準レベル及び基準周波数の信号に対し可変局
部発振器３の掃引周波数を微少変化させミキシン
グを行つたとき、バンドパスフイルタ５ａ（以下
５ａについて説明するが、バンドパスフイルタ５
ｂについても同様である）から出力されるレベル
のピークが最大となる掃引周波数の位置を検出す
る。このレベルのピークが最大となる掃引周波数
の位置を検出するには、例えば、可変局部発振器
３にその中心周波数fcを設定し、そのときのバン
ドパスフイルタ５ａの出力、すなわちアナログ−
デイジタル変換部１６の出力M₀と、可変局部発
振器３の掃引周波数を中心周波数fcより１ステツ
プ大きい（又は小さい）周波数に設定し、そのと
きのバンドパスフイルタ５ａの出力、すなわちア
ナログ−デイジタル変換部１６の出力M₁とを比
較することによつている。このときM₁−M₀＞０
ならば極大値は中心周波数fcより１ステツプ大き
い（又は小さい）周波数側にあることが判り、局
部発振器３の掃引周波数を中心周波数fcより２ス
テツプ大きい（又は小さい）周波数に設定する。
そしてMi＋₁−Mi＜０（ｉ＝１，２，３，…）に
なつたときには、その１つ前のステツプでの掃引
周波数のとき、バンドパスフイルタ５ａの出力レ
ベルが最大となる位置であることが判る。これは
バンドパスフイルタ５ａの水晶フイルタが単峰特
性であることから自明である。また、M₁−M₀＜
０の場合も全く同様にして、バンドパスフイルタ
５ａの出力レベルが最大となる掃引周波数の位置
をレベルピーク位置検出手段６によつて検出する
ことができる。

今、周囲温度の変化或いは経年変化等のため、
バンドパスフイルタ５ａの最大出力レベルとなる
周波数がミクサ４ａの出力する中間周波数f₀から
Δfずれ、周波数f₁となつているものとする。この
離調した周波数のずれΔfを解消するべく、予め
求められているバンドパスフイルタ５ａについて
の第３図に示された当初の可変容量ダイオード印
加電圧−周波数同調曲線から、同調周波数f₀とな
るべき可変容量ダイオード印加電圧の電圧差−
₀を求める。そしてこの電圧差−₀を元の可
変容量ダイオード印加電圧₀から差引いたV₀−
（Ｖ−V₀）＝2V₀−Ｖの電圧を求める。この可変容
量ダイオード印加電圧₀をバンドパスフイルタ
５ａの可変容量ダイオード６１に印加する。これ
により、バンドパスフイルタ５ａの同調周波数は
第４図に示された曲線K₂のf₀となる。すなわち第
４図図示の曲線K₁から曲線K₂に移動しバンドパ
スフイルタ５ａの同調周波数はミクサ４ａの出力
する中間周波数f₀と一致する。

全く同様にして、もう一方のチヤンネルのバン
ドパスフイルタ５ｂの同調周波数はミクサ４ｂの
出力する中間周波数f₀と一致させることができ
る。

このようにして両チヤンネルのバンドパスフイ
ルタ５ａ，５ｂの同調周波数がそれぞれ中間周波
数f₀に一致した状態の下で、Ｒチヤンネルの入力
切換手段２ａ及びＴチヤンネルの入力切換手段２
ｂをともに基準発振器１側へ接続し、該基準発振
器１の同一信号を各チヤンネルのミクサ４ａ，４
ｂに供給する。このときの位相検波器１２から得
られた標準位相φ₁はアナログ−デイジタル変換
部１６でデイジタル化され、標準位相記憶手段１
３に記憶される。

次に両チヤンネルの入力切換手段２ａ，２ｂを
ともに被測定入力信号側に切り換え、両チヤンネ
ルに入力される被測定入力信号の位相差の測定を
行う。被測定入力信号の測定のときには、上記の
説明から明らかな様に、バンドパスフイルタ５
ａ，５ｂの同調周波数は各ミクサの出力する中間
周波数f₀に一致し、同調していることは云うまで
もない。両チヤンネルに入力した被測定入力信号
の位相を測定するときは、アナログ−デイジタル
変換部１６から出力される位相φ_Mは補正演算手
段１０に入力する。補正演算手段１０は標準位相
記憶手段１３に記憶されている標準位相φ₁を読
み出し、φ_M−φ₁の補正演算が補正演算手段１０
で実行される。補正演算手段１０で補正演算され
た位相φ_M−φ₁は表示装置１８へ送られ、CRT表
示装置等に表示される。このとき上記記述した如
く、バンドパスフイルタ５ａ，５ｂの同調周波数
を各ミクサ４ａ，４ｂの中間周波数に一致させて
いるので、バンドパスフイルタ５ａ，５ｂの離調
による離調誤差が完全に補正される。そしてφ_M
−φ₁は各チヤンネルの入力切換手段２ａ，２ｂ
からアナログ−デイジタル変換部１６に至る間の
各回路に起因する位相誤差が相対的に補正される
値となる。

第５図は本発明に係る位相測定用受信装置が用
いられているネツトワーク／スペクトラムアナラ
イザの一実施例構成を示している。

第５図において、１，２ａ，２ｂ，６，７，１
２，１３，１６，１８，１９ａ，１９ｂは第１図
のものに対応している。第１図のものと対応して
いるものとして、三重のスーパヘテロダイン方式
を構成するミクサ４ａ，４′ａ，４″ａ及び４′ｂ，
４′ｂ，４″ｂと可変局部発振器３、局部発振器
３′，３″とが４と３にそれぞれ対応してる。分解
能帯域幅（RBW）フイルタ５ａ，５′ａ，５″ａ
は５ａに対応し、分解能帯域幅フイルタ５ｂ，
５′ｂ，５″ｂは５ｂに対応している。また位相補
正演算手段１０ｃは１０に対応している。９は
RBWピーク値記憶手段、１０ａはＲチヤンネル
レベル補正演算手段、１０ｂはＴチヤンネルレベ
ル補正演算手段、１５ａ，１５′ａ，１５ｂ，１
５′ｂは切換手段、２０は測定／校正制御手段、
２１は演算制御手段、２２は掃引信号制御手段、
２３は入力手段である。またトラツキング手段７
は電圧コードテーブル記憶手段７１、RBWトラ
ツキング電圧コード記憶手段７２、校正時トラツ
キング制御手段７３、測定時トラツキング制御手
段７４及びデイジタル−アナログ変換部７５，７
６で構成されている。

第５図から明らかな様に、位相測定の場合はＲ
チヤンネル系とＴチヤンネル系の２チヤンネルを
使用して測定し、レベル測定の場合はＲチヤンネ
ル、Ｔチヤンネルいずれのチヤンネルを用いても
測定することができる。

トラツキング手段７の電圧コードテーブル記憶
手段７１には次の様にして得られたテーブルが記
憶されている。すなわち、例えばＲチヤンネル系
の分解能帯域幅フイタ５ａを代表例として説明す
ると、該分解能帯域幅フイルタ５ａにミクサ４″
ａの中間周波数f₀を中心にしたf₀−ΔFからf₀＋
ΔFまで約1/300ステツプの掃引周波数を別の測定
器で加える。この約1/300ステツプの掃引周波数
ごとに、該分解能帯域幅フイルタ５ａの可変容量
ダイオードに印加する電圧を変え、該分解能帯域
幅フイルタ５ａから出力するレベルがピークとな
るときの可変容量ダイオードに印加されている各
電圧を読み取る。つまり第３図に示された可変容
量ダイオード印加電圧−周波数同調曲線を得る。
f₀−ΔFからf₀＋ΔFまでを1/300ステツプにした掃
引周波数に対する各可変容量ダイオード印加電圧
をそれぞれコード化しテーブルを作成する。この
ようにして得られたテーブルを分解能帯域幅フイ
ルタ５ａについてのものとして電圧コードテーブ
ル記憶手段７１に予め記憶しておく。以下同様に
して、Ｒチヤンネルの分解能帯域幅フイルタ５′
ａ，５″ａ及びＴチヤンネルの分解能帯域幅フイ
ルタ５ｂ，５′ｂ，５″ｂについても、上記説明の
テーブルをそれぞれ作成し、それを電圧コードテ
ーブル記憶手段７１に予め記憶しておく。分解能
帯域幅フイルタは、第５図に示された数に限られ
るものではない。またＲチヤンネルの分解能帯域
幅フイルタ５ａ，５′ａ，５″ａの各帯域幅はＴチ
ヤンネルの分解能帯域幅フイルタ５ｂ，５′ｂ，
５″ｂの各帯域幅に対応して設けられていること
は言うまでもない。

次に入力手段２３からＲチヤンネルの分解能帯
域幅フイルタ５ａを指定して、またＴチヤンネル
の分解能帯域幅フイルタ５ｂを指定して校正モー
ドが入力されたものとする。測定／校正制御手段
２０はまずＲチヤンネルの分解能帯域幅フイルタ
５ａの校正を行うべく、入力切換手段２ａは基準
発振器１側に接続され、切換手段１５ａ，１５ｂ
はＲチヤンネルの分解能帯域幅フイルタ５ａを選
び出すように動作する。測定／校正制御手段２０
は校制時トラツキング制御手段７３を介して電圧
コードテーブル記憶手段７１をアクセスし、分解
能帯域幅フイルタ５ａの中間周波数f₀に対する可
変容量ダイオード印加電圧₀のコードを読み出
す。そしてデイジタル−アナログ変換部７５で電
圧₀に変換され、該電圧₀が分解能帯域幅フイ
ルタ５ａの可変容量ダイオードに印加される。

一方、測定／校正制御手段２０は掃引信号制御
手段２２を介して可変局部発振器３に制御信号を
送り、ミクサ４″ａの出力する中間周波数がf₀−
ΔFからf₀＋ΔFまで1/300ステツプで変化する発
振周波数を可変局部発振器３から発振させる。ま
ずミクサ４″ａの出力する中間周波数をf₀とする
ように可変局部発振器３を設定し、そのときのア
ナログ−デイジタル変換部１６で得られた出力レ
ベルM₀をレベルピーク位置検出手段６が記憶す
る。次にミクサ４″ａの出力する中間周波数を１
ステツプ進めたf₀＋ΔF/150とするように可変局
部発振器３が掃引信号制御手段２２によつて設定
される。このときのアナログ−デイジタル変換部
１６で得られた出力レベルM₁がレベルピーク位
置検出手段６に入力し、前に記憶されている出力
レベルM₀といずれが大きいか比較される。M₁−
M₀＞０ならばミクサ４″ａの出力する中間周波数
をさらに１ステツプ進めたf₀＋２ΔF/150とする
ように可変局部発振器３が掃引信号制御手段２２
において設定され、このときの出力レベルM₂が
得られる。そしてレベルピーク位置検出手段６で
今入力された出力レベルM₂と前に入力され出力
レベルM₁との大小が比較される。これらの処理
を繰返すことにより、第１図で説明した通り、出
力レベルが最大となる掃引周波数の位置を中間周
波数f₀から何ステツプ目で生じたかがレベルピー
ク位置検出手段６で検出される。この出力レベル
が最大となるステツプ数Ｎをアドレスとして、校
正時トラツキング制御手段７３は電圧コードテー
ブル記憶手段７１をアクセスし、該電圧コードテ
ーブル記憶手段７１に予め記憶されている分解能
帯域幅フイルタ５ａについての可変容量ダイオー
ド印加電圧のコードを読み出す。このコードは分
解能帯域幅フイルタ５ａのトラツキングコードと
してRBWトラツキング電圧コード記憶手段７２
に記憶される。次いで測定／校正制御手段２０は
掃引信号制御手段２２を介してミクサ４″ａから
出力する中間周波数がf₀となるように可変局部発
振器３を設定する。そして測定時トラツキング制
御手段７４に制御信号を送り、前記のRBWトラ
ツキング電圧コード記憶手段７２から分解能帯域
幅フイルタ５ａのトラツキングコードを読み出さ
せ、現在分解能帯域幅フイルタ５ａの可変容量ダ
イオード６１に印加されている可変容量ダイオー
ド印加電圧V₀のコードを２倍したものからRBW
トラツキング電圧コード記憶手段７２に記憶され
ているトラツキングコードを引いた値、つまり第
１図で説明した2V₀−Ｖに相当するコードの値を
デイジタル−アナログ変換部７５でアナログ信号
に変換させる。このアナログ信号は分解能帯域幅
フイルタ５ａについての可変容量ダイオードに印
加される。これにより分解能帯域幅フイルタ５ａ
の同調周波数はミキサ４″ａの出力する中間周波
数f₀に一致する。このときの出力レベルが検波器
１９ａを介してアナログ−デイジタル変換部１６
に入力される。該アナログ−デイジタル変換部１
６でデイジタル化された出力レベルl₁₁はRBWピ
ーク値記憶手段９に記憶される。

このようにしてＲチヤンネルの分解能帯域幅フ
イルタ５ａについての校正が完了する。以下同様
にして、測定／校正制御手段２０はＴチヤンネル
の分解能帯域幅フイルタ５ｂの校正を行う。次に
測定／校正制御手段２０はＢチヤンネル、Ｔチヤ
ンネルの入力切換手段２ａ，２ｂをともに基準発
振器１側へ接続させる。該基準発振器１からの同
一発振信号が同時にミクサ４ａ，４ｂに加えられ
る。このときの位相検波器１２から得られた分解
能帯域幅フイルタ５ａ，５ｂについての標準位相
φ₁₁がアナログ−デイジタル変換部１６でデイジ
タル化され、標準位相記憶手段１３に記憶され
る。以下同様にして分解能帯域幅フイルタ５′ａ，
５′ｂ、分解能帯域幅フイルタ５″ａ，５″ｂにつ
いての標準位相φ₂₁，φ₃₁が標準位相記憶手段１３
に記憶される。

次に入力手段２３から分解能帯域幅及び位相を
指定し、測定モードを入力する。

測定／校正制御手段２０は入力切換手段２ａ，
２ｂを被測定入力信号側のＲチヤンネル入力、Ｔ
チヤンネル入力にそれぞれ接続する。これと同時
に指定された分解能帯域幅に該当する分解能帯域
幅フイルタをＲチヤンネルとＴチヤンネルとから
対をなす形態で選択するように切換手段１５ａ，
１５ｂと１５′ａ，１５′ｂとが作動する。続いて
ＲチヤンネルとＴチヤンネルとから対で選択され
た分解能帯域幅フイルタのトラツキングがそれぞ
れ測定時トラツキング制御手段７４により行われ
る。すなわちRBWトラツキング電圧コード記憶
手段７２から該分解能帯域幅フイルタについての
トラツキングコードがそれぞれ読み出され、上記
説明の2V₀−Ｖに相当するコードの値が求めら
れ、そのデイジタル−アナログ変換部７５でアナ
ログ化された電圧が該分解能帯域幅フイルタの可
変容量ダイオードにそれぞれ印加される。そして
標準位相記憶手段１３から、当該１対の分解能帯
域幅フイルタについての標準位相、例えば分解能
帯域幅フイルタに５ａ，５ｂの１対が選ばれてい
るものとすると、演算制御手段２１はφ₁₁を読み
出し、この標準位相φ₁₁を位相補正演算手段１０
ｃへ転送する。

このような状態の下でＲチヤンネル入力及びＴ
チヤンネル入力にそれぞれ接続されている被測定
入力信号の位相差が測定される。測定された被測
定入力信号の位相差はアナログ−デイジタル変換
部１６でデイジタル化され、位相補正演算手段１
０ｃへ送られる。今、測定された被測定入力信号
の位相差をφ_Mとすると、位相補正演算手段１０
ｃではφ_M−φ₁₁の補正演算が行われ、その演算結
果がCRT表示装置１８に表示される。

以上は他の対をなす分解能帯域幅フイルタが選
択されてもその動作は同様である。

（発明の効果） 以上説明した如く、本発明によれば、使用する
分解能帯域幅フイルタを常に中間周波数に自動的
に一致させた下で、被測定入力信号の位相差を測
定している。そしてこの測定値と、前もつて記憶
されている該分解能帯域幅フイルタの標準位相と
から、演算により位相補正を行うようにしたの
で、確度の高い位相を測定することができる。ま
た同一回路で標準位相及び測定位相を測定してい
るので、各回路の位相誤差は相対的に補正され、
確度の高い位相を測定できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る位相測定用受信装置の一
実施例構成、第２図はフイルタの同調を変化させ
る分解能帯域幅フイルタの一実施例回路構成、第
３図は当初の可変容量ダイオード印加電圧−周波
数同調曲線、第４図は同調周波数の変化を説明し
ている説明図、第５図は本発明に係る位相測定用
受信装置が用いられているネツトワーク／スペク
トラムアナライザの一実施例構成、第６図は従来
の一般的なヘテロダイン受信機の構成例、第７図
はヘテロダイン形受信機を備えた従来の一般的ネ
ツトワーク／スペクトラムアナライザの回路構
成、第８図は使用する分解能帯域フイルタの離調
によるレベル誤差説明図である。 図中、１は基準発振器、２ａ，２ｂは入力切換
手段、３は可変局部発振器、４ａ，４ｂはミク
サ、５ａ，５ｂはバンドパスフイルタ、６はレベ
ルピーク位置検出手段、７はトラツキング手段、
１０は補正演算手段、１２は位相検波器、１３は
標準位相記憶手段、１６はアナログ−デイジタル
変換部、１９ａ，１９ｂは検波器を表わしてい
る。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 基準となるべき信号を通過させる第１のチヤ
   ンネルと測定すべき位相差をもつ信号を通過させ
   る第２のチヤンネルとを備えた位相測定用受信装
   置において、 測定基準となる所定の周波数を発生させる基準
   発振器１と、 被測定入力信号と該基準発振器の出力信号とを
   選択的に切り換えて出力する入力切換手段２ａ，
   ２ｂと、 可変局部発振器３と、 各チヤンネルにそれぞれ備えられ、該入力切換
   手段の出力信号と該可変局部発振器の出力とを受
   け中間周波数f₀を出力する第１のチヤンネル用及
   び第２のチヤンネル用ミクサ４ａ，４ｂと、 各チヤンネルにそれぞれ備えられ、各チヤンネ
   ル用ミクサの出力信号を受け前記中間周波数f₀に
   同調可能な可変同調形の第１のチヤンネル用及び
   第２のチヤンネル用バンドパスフイルタ５ａ，５
   ｂと、 前記入力切換手段が該基準発振器の出力信号を
   出力したとき、該可変局部発振器の発振周波数を
   漸進的に増加又は減少の変化をさせて、各チヤン
   ネル用バンドパスフイルタの出力信号をそれぞれ
   検知することによりバンドパスフイルタ特性のレ
   ベルピーク位置をそれぞれ検出する第１のチヤン
   ネル用及び第２のチヤンネル用レベルピーク位置
   検出手段６と、 検知されたそれぞれのピーク位置に基づいて、
   予め各チヤンネル用バンドパスフイルタのピーク
   レベル変遷特性がそれぞれ格納されている同調曲
   線テーブル８を参照し、該同調曲線テーブルから
   各チヤンネル用バンドパスフイルタの同調周波数
   を該中間周波数f₀に一致させる第１のチヤンネル
   用及び第２のチヤンネル用トラツキング手段７
   と、 該中間周波数f₀に一致させたときの各チヤンネ
   ル用バンドパスフイルタのピーク値における位相
   差を検出する位相差検出手段１２と、 該検出された位相差を記憶する標準位相記憶手
   段１３と、 該入力切換手段が被測定入力信号を出力したと
   きは、該標準位相記憶手段により記憶されている
   位相差によつて各チヤンネルの出力信号の位相差
   を補正演算する補正演算手段とから成る自動離調
   補正受信装置を備えたことを特徴とする位相測定
   用受信装置。